基于闭环振荡器的传感器接口电路的制作方法

1.本发明总体上涉及用于传感器系统的传感器接口电路的领域。


背景技术：

2.传感器在需要更精细并且甚至更智能控制的任何领域中变得越来越重要。示例在不断增长的汽车应用或无线传感器网络(wsn)领域中找到。在汽车行业中，传感器对于范围从增加的安全性到道路稳定性以及到改善由客户要求的汽车性能和可靠性的应用而言是至关重要的。进一步地，紧凑和低功率的传感器接口需要在不断增长的市场上具有竞争力，并且能够针对
‘
物联网’实现新的应用。
3.尽管市场要求附加功能，但价格压力依然存在。硅面积是传感器接口成本的主要因素，因此接口电路必须制造得尽可能小。这应该不但对于当今使用的技术节点(和对于汽车行业而言仍然相对较大的技术节点)有效，而且在更先进的技术中也有效。
4.为了实现小面积和低功耗限制，正在研究新的传感器接口架构。而传统的结构包含大型的和耗电的模拟构件，最近重点已经转移到频率转换，而不是电压转换。现在简要介绍这两种方法。
5.传感器信号在时间上和在幅度上是连续的。传统上，该模拟信号被放大、被采样并通过模数转换器(adc)被转换到数字域。公知的adc类型是δ
‑
σ(delta
‑
sigma)adc，该δ
‑
σadc利用输入信号的过采样和噪声整形技术来获得改善的精度。在大多数应用中，传感器信号频率从dc变化到高达10khz
‑
100khz，这允许δ
‑
σ转换器所需的过采样。
6.基于时间/频率的转换机制通过使用已知的时间/频率信号而不是电压作为参考来量化连续输入信号。通常，基于时间/频率的转换电路包含两个构件：电压至时间转换器(vtc)和时间至数字转换器(tdc)，电压至时间转换器(vtc)将模拟信号c(t)转换为时间或频率信息f(t)，而时间至数字转换器(tdc)在参考频率的帮助下将该信息进行数字化。为了实现期望的分辨率，需要准确的参考时钟信号。该时间/频率转换技术由于其与较新的cmos技术的兼容性而越来越流行。分辨率现在取决于时钟频率，而不是模拟电压值的准确性。降低的栅极电容导致了更小的栅极延迟，改善了这些缩放技术中的时序分辨率。此外，当信息被存储为频率信息时，与其被存储为电压信息时不同，它不太容易受到噪音的影响。传感器信号在大多数应用中由其低频率来表征，并且因此使用该数字化方式是理想的。
7.如图1中的基于闭环振荡器的传感器接口组合了基于时间的转换器(小型且可随技术缩放)和σ
‑
δadc(由于过采样和噪声整形而具有高准确性)的优点。该架构基本上是锁相环(pll)结构，但它也具有与如在论文“一种用于电阻式压力传感器的新型的基于pll的传感器接口(a novel pll
‑
based sensor interface for resistive pressure sensors)”(h.danneels等人,能源工程,2010年eurosensors，第5卷，第62
‑
65页，2010年)所解释的σ
‑
δ转换器的相似性。它具有相同的噪声整形特性，该噪声整形特性有助于增加准确性(例如以snr的形式来表达)。
8.基于闭环振荡器的传感器读出电路的典型设置包含：两个受控振荡器(例如匹配
的两个压控振荡器(vco))、用于比较两个振荡器输出之间的相位差的二进制相位检测器和朝向传感装置的反馈机制。接口电路的数字输出信号也从相位检测器输出导出。任选地，在相位检测器之后提供数字滤波器，以在相位检测器输出被反馈回并用作为接口电路的输出信号之前对其进行滤波。
9.在如图1所图示的闭环中使用的传统的基于振荡器的传感器接口电路操作如下。物理量被传感器(1)转换为影响连接到它的振荡器(21,22)的电信号(11,12)。振荡器输出的相位(41，42)在相位检测器(3)中被比较。相位检测器输出信号(31)通过反馈元件(4)反馈回传感器(1)，以便保持两个振荡器之间的相位差较小并且平均接近于零。闭环确保经平均的相位检测器输出(31)是物理量的数字表示。在传感器中，包含有要转换的物理量的输入信号通常表示压力、温度或磁场。而且，其他类型的物理信号也可以用作接口的输入。
10.在论文“在
‑
40℃至175℃温度范围内具有低漂移的单个温度校准0.18μm cmos基于时间的电阻式传感器接口(asingle
‑
temperature
‑
calibration 0.18
‑
μm cmos time
‑
based resistive sensor interface with low drift over a
‑
40℃to 175℃temperature range)”(jorge marin等人，ieee欧洲固态电路会议期刊，2018年9月3日，第330
‑
333页)中，传感器接口仅围绕两个振荡器、相位检测器、数字滤波器和数模转换器构建，这导致具有可预测传输功能的一阶∑
‑△
设计。基于时间的斩波和压控振荡器(vco)调谐被组合以移除由vco非理想性和漂移引入的dc和低频误差。
11.论文“具有5位、950ms/s基于vco量化器的12位、10mhz带宽、连续时间的∑
‑△
adc(a 12
‑
bit,10
‑
mhz bandwidth,continuous
‑
time sigma
‑
delta adc with a 5
‑
bit,950
‑
ms/s vco
‑
based quantizer)”(straayer等人，ieee固态电路期刊,第43号,第4号,2008年4月1日,第805
‑
814页)提出了具有量化器结构的电路，该量化器结构允许对其量化噪声实现一阶噪声整形。还提出了使用反馈来改善基于vco的量化器的线性度性能。然而，该论文根本不涉及解决从外部引入到信号路径的干扰，例如电磁干扰。使用有源滤波器(在一些频率下利用放大)甚至可能使emi的敏感性变差。
12.在us10473493 b2中公开了一种基于振荡器的传感器接口电路，包括至少两个振荡器。反馈元件接收数字输出信号并提供反馈信号以维持至少两个振荡器的振荡器频率之间的给定关系。可以检测到与例如振荡器失配相似的错误，并提供调谐元件来调谐传感器接口电路的至少一个特性，以便引起至少一个振荡器的振荡器频率的变化，从而减少检测到的错误。可以提供斩波电路以用于借助于斩波信号来应用调制和解调。以此方式可以减少或甚至完全消除偏移误差。
13.专利us10574244 b2涉及一种仅具有一个振荡器的基于振荡器的传感器接口电路，其中提供了开关元件以在至少两个要施加到振荡器的信号之间进行切换。当从振荡器接收从所施加的信号中的一个信号导出的信号时，计数器对由振荡器产生的周期数进行计数。控制输出信号从在第一信号被施加到振荡器时被计数的多个振荡器周期和在与该第一信号不同的信号被施加时被计数的多个振荡器周期导出。然后，控制输出信号被用来导出反馈信号，该反馈信号旨在维持所计数的多个振荡器周期之间的固定关系。
14.尽管us10473493 b2和us10574244 b2中描述的传感器接口电路具有其优点，但仍有改善的空间。特别是在对emi(电磁干扰)的稳健性方面，电路的行为应该被改善。实际上，通过例如在传感器节点上添加大电容、或者通过在传感器与振荡器之间引入低通滤波器来
滤除由emi引起的干扰，反馈回路会被延迟并且整个系统变得不稳定。
15.因此，需要解决该问题。


技术实现要素：

16.本发明的实施例的目的在于提供一种基于闭环振荡器的传感器接口电路，该电路提供降噪和对emi的稳健性。
17.上述目的通过根据本发明的解决方案来实现。
18.在第一方面中，本发明涉及基于振荡器的传感器接口电路，包括：至少第一和第二输入节点，至少第一和第二输入节点被布置成用于分别接收表示电学量的第一和第二电信号，至少第一电信号的电学量是经转换的物理量，模拟滤波器，该模拟滤波器被布置成用于对至少第一电信号进行滤波，振荡装置，该振荡装置包括至少第一振荡器和与第一振荡器不同的第二振荡器，第一振荡器被布置成用于接收第一振荡器输入信号，并且第二振荡器被布置成用于接收第二振荡器输入信号，所述第一振荡器输入信号是来自模拟滤波器的经滤波的第一电信号，并且所述第二振荡器输入信号是第二电信号或其经滤波的版本，第一振荡器输入信号和第二振荡器输入信号影响至少两个振荡器的频率，比较器装置，比较器装置被布置成用于对来自振荡装置的第一和第二振荡器的信号进行比较，并用于根据所述比较的结果来输出数字比较器输出信号，第一反馈元件，第一反馈元件被布置成用于接收数字比较器输出信号的表示，并用于将该表示转换为要直接应用于振荡装置或分别与第一振荡器输入信号和/或第二振荡器输入信号组合来应用于振荡装置的第一反馈信号，数字滤波器，数字滤波器被布置成用于得到基于振荡器的传感器接口电路的输出信号，所述输出信号是数字比较器输出信号的经滤波的版本，第二反馈元件，第二反馈元件被布置成用于接收输出信号并且用于将输出信号转换成第二反馈信号，所述第二反馈信号将分别与在至少第一和/或第二输入节点处的所述第一和/或第二电信号组合。
19.所提出的解决方案确实允许在不损害回路稳定性的情况下，在将电信号施加到振荡装置之前对该信号进行模拟滤波。这是通过将反馈路径分成两部分来实现的。一部分包括来自比较器装置的数字信号或其表示，该数字信号或其表示在第一反馈元件中被转换为第一反馈信号，并直接被馈送到振荡装置，或在与第一和/或第二振荡器输入信号组合之后被馈送到振荡装置。另一部分包括第二反馈元件，该第二反馈元件接收由数字滤波器输出的信号，并将信号反馈回输入节点中的至少一个输入节点和随后的模拟滤波器。因此，只有经由数字滤波器和第二反馈元件获得的反馈信号被馈送至模拟滤波器。仅在模拟滤波器之后添加第一反馈信号有利于传感器接口电路的稳定性。
20.在一些实施例中，传感器接口电路包括斩波电路，该斩波电路被布置成用于利用斩波信号对第一和第二振荡器输入信号进行调制，并用于将经调制的信号馈送至振荡装置，并且被布置成用于对来自振荡装置的第一和第二振荡器的信号进行解调。
21.在另一方面中，本发明涉及基于振荡器的传感器接口电路，包括：至少一个输入节点，至少一个输入节点被布置成用于接收表示电学量的电信号，
所述电学量是经转换的物理量，模拟滤波器，模拟滤波器被布置成用于对电信号进行滤波，振荡装置包括一个振荡器，振荡器被布置成用于从模拟滤波器接收经滤波的信号，所述经滤波的信号影响所述振荡器的频率，比较器装置，比较器装置被布置成用于将来自振荡装置的信号与参考值进行比较，并用于根据所述比较的结果输出数字比较器输出信号，第一反馈元件，第一反馈元件被布置成用于接收数字比较器输出信号的表示，并用于将该表示转换为要直接应用于振荡装置或与来自模拟滤波器的经滤波的信号组合来应用于振荡装置的第一反馈信号，数字滤波器，数字滤波器被布置成用于得到基于振荡器的传感器接口电路的输出信号，所述输出信号是数字比较器输出信号的经滤波的版本，第二反馈元件，第二反馈元件被布置成用于接收输出信号并且用于将输出信号转换成第二反馈信号，所述第二反馈信号将与所述至少一个输入节点处的电信号组合。
22.在本发明的实施例中，振荡装置包括在模拟滤波器与振荡装置之间的切换设备，切换设备被布置成用于在要被交替地施加到振荡器的至少两个信号之间进行切换。
23.在优选的实施例中，基于振荡器的传感器接口电路被布置成用于在经由开关设备施加参考信号的同时、从来自振荡装置的信号中导出该参考值。
24.在其他优选实施例中，传感器接口电路被布置成用于将第一反馈信号与从模拟滤波器接收到的经滤波的信号组合。
25.在实施例中，传感器接口电路包括至少一个进一步的振荡器，该振荡器被布置成用于生成用于执行采样的主时钟信号。
26.在一些实施例中，振荡装置包括具有多级的环形振荡器。
27.在优选的实施例中，振荡装置的一个或多个振荡器被布置成用于接收第一反馈信号。在具有环形振荡器的实施例中，第一反馈信号可以连接到环形振荡器级的至少一个级的控制输入端，而从模拟滤波器接收到的经滤波的第一电信号被输入到其余级。另外，在其他类型的振荡装置中(即不具有环形振荡器)，可以存在用于直接接收第一反馈信号的至少一个控制输入端和用于接收经滤波的信号的至少一个控制输入端。
28.在一个实施例中，第一反馈元件被布置成用于将数字比较器输出信号与缩放因子相乘。
29.在实施例中，比较器装置包括用于存储数字比较器输出信号的存储装置。
30.在一些实施例中，比较器装置被布置成用于在对来自振荡装置的信号进行比较之前添加抖动。
31.在实施例中，第一反馈元件包括数模转换器，数模转换器用于将数字比较器输出信号的表示转换为第一反馈信号。
32.优选地，数字滤波器包括积分器，积分器被布置成用于得到数字比较器输出信号的经整合的版本。该积分器在一些实施例中被实现为计数器。包括积分器的反馈路径有利地还包含有限脉冲响应滤波器。有限脉冲响应滤波器也可以存在于其中数字滤波器中没有积分器的实施例中。
33.在一个实施例中，第一反馈元件被实现为分压器。优选地，分压器是可选择的，即
分压器可以被适配成获得不同的输出信号。
34.在一个实施例中，比较器装置被实现为相位检测器。在一些实施例中，相位检测器利用单个触发器实现。在某些实施例中，比较器可以包括计数器。
35.在进一步的实施例中，基于振荡器的传感器接口电路包括感测装置，感测装置被布置成用于将包括在接收到的信号中的物理量转换为电学量并用于输出表示该电学量的第一电信号。接收到的信号可以是压力、温度、力、光信号或磁信号中的一种。
36.在一些实施例中，感测装置被布置成用于接收第二反馈信号。
37.出于对本发明以及超出现有技术所实现的优点加以总结的目的，以上在本文中已描述了本发明的某些目的和优点。当然，应当理解，不必所有此类目的或优点都可根据本发明的任何特定实施例来实现。由此，例如，本领域技术人员将认识到，本发明能以实现或优化如本文中所教导的一个优点或一组优点的方式来具体化或执行，而不必实现如本文中可能教导或建议的其他目的或优点。
38.从本文以下描述的(多个)实施例，本发明的以上和其他方面将是显而易见的，并且参考本文以下描述的(多个)实施例对本发明的以上和其他方面进行阐明。附图的简要说明
39.现在参考各个附图通过示例的方式来描述本发明，其中类似的附图标记指代各附图中的类似的要素。
40.图1图示出在闭环中使用的基于传统振荡器的传感器接口电路。
41.图2a
‑
图2b图示出根据本发明的传感器接口电路的两个实施例(图2a、图2b)。
42.图3图示出根据本发明的传感器接口电路的实施例，其中数字滤波器被实现为pi
‑
滤波器。
43.图4图示出如图2a
‑
图2b中所描绘的实施例的可能的实际实现方式。
44.图5图示出其中应用了斩波和调谐的传感器接口电路的实施例。
45.图6图示出具有单个振荡器的传感器接口电路的实施例。
46.图7图示出传感器接口电路的又一实施例。
47.图8图示出用于证明改善的稳定性的一些模拟结果。
具体实施方式
48.将就具体实施例并且参考特定附图来描述本发明，但是本发明不限于此而仅由权利要求书来限定。
49.此外，说明书中和权利要求中的术语第一、第二等等用于在类似的要素之间进行区分，并且不一定用于在时间上、空间上、以排名或以任何其他方式描述顺序。应理解，如此使用的术语在适当的情况下是可互换的，并且本文中所描述的本发明的实施例能够以与本文中所描述或解说的不同的顺序来进行操作。
50.要注意，权利要求中使用的术语“包括”不应被解释为限定于其后列出的装置；它并不排除其他要素或步骤。因此，该术语应被解释为指定如所提到的所陈述的特征、整数、步骤或组件的存在，但不排除一个或多个其他特征、整数、步骤或组件、或其群组的存在或添加。因此，表述“包括装置a和b的设备”的范围不应当被限定于仅由组件a和b构成的设备。它意味着对于本发明，该设备的仅有的相关组件是a和b。
51.贯穿本说明书对“一个实施例”或“实施例”的引用意指结合该实施例所描述的特定的特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施例中。因此，短语“在一个实施例中”或“在实施例中”贯穿本说明书在各个地方的出现并不一定全部指代同一实施例，而是可以指代同一实施例。此外，在一个或多个实施例中，如通过本公开将对本领域普通技术人员显而易见的，特定的特征、结构或特性能以任何合适的方式进行组合。
52.类似地，应当领会，在本发明的示例性实施例的描述中，出于精简本公开和辅助对各个发明性方面中的一个或多个的理解的目的，本发明的各个特征有时一起被编组在单个实施例、附图或其描述中。然而，该公开方法不应被解释为反映要求保护的发明要求比每一项权利要求中明确记载的特征更多的特征的意图。相反，如所附权利要求所反映，发明性方面存在于比单个前述公开的实施例的全部特征更少的特征中。因此，具体实施方式之后所附的权利要求由此被明确纳入本具体实施方式中，其中每一项权利要求本身代表本发明的单独实施例。
53.此外，尽管本文中所描述的一些实施例包括其他实施例中所包括的一些特征但不包括其他实施例中所包括的其他特征，但是如本领域技术人员将理解的那样，不同实施例的特征的组合旨在落在本发明的范围内，并且形成不同实施例。例如，在所附的权利要求书中，所要求保护的实施例中的任何实施例均能以任何组合来使用。
54.应当注意，在描述本发明的某些特征或方面时使用特定术语不应被当作暗示该术语在本文中被重新定义成限于包括该术语与其相关联的本发明的特征或方面的任何特定特性。
55.在本文中所提供的描述中，阐述了众多具体细节。然而，应当理解，可以在没有这些具体细节的情况下实施本发明的实施例。在其他实例中，公知的方法、结构和技术未被详细示出，以免混淆对本描述的理解。
56.本发明公开了一种具有改善的emi稳健性的闭环传感器接口电路。更具体地，提出了一种传感器接口电路，其设计成可以在感测装置与振荡装置之间添加对抗emi干扰的低通滤波器，而不会使回路不稳定。该滤波也降低了传感器的噪声和由到传感器或传感器节点的反馈所产生的噪声。
57.传感器将物理量转换成模拟电学量。通常，传感器输出信号太小而不能被直接使用。因此，传感器接口电路对包括从传感器接收到的电学量的信号进行放大以获得更有用的信号。信号还经常在传感器接口中被进一步处理。另外，信号可以被转换成数字信号并且在数字域中被进一步处理。在本发明的上下文中，传感器接口电路被认为是用于将从传感器出来的电学量转换成数字信号的结构。尽管包含要在传感器中被转换的物理量的输入信号通常表示压力、温度或磁场，但是其他类型的物理信号也可以被用作本发明的接口电路的输入。
58.尽管在本发明的传感器接口电路的许多实施例中将传感器作为接口电路的一部分可以是有利的，但是这不是严格要求的。在其他实施例中，(多个)传感器可以在本发明的电路的外部并且电路被馈送有表示物理量在传感器中被转换成的电学量的电信号。
59.根据本发明的第一方面的闭环传感器接口电路包括两个或更多个输入节点，这些输入节点各自接收表示电学量的电信号。至少由第一节点接收到的第一电信号的电学量是经转换的物理量。接口电路被提供有振荡装置，振荡装置包括至少第一振荡器和与第一振
荡器不同的第二振荡器，第一振荡器接收第一振荡器输入信号，并且第二振荡器接收第二振荡器输入信号。第一振荡器输入信号是由模拟滤波器滤波后的第一电信号。第二振荡器输入信号是经滤波的或不经滤波的第二电信号。在第二电信号也被滤波的情况下，应注意的是，第一电信号和第二电信号并不严格需要经过完全相同的滤波。在第一电信号和第二电信号形成差分信号对的情况下，这两个信号将被应用于同一模拟滤波器。
60.图2a
‑
图2b图示出根据该第一方面的闭环传感器接口电路的两个实施例的框图。它包括两个振荡器(110、120)和两个反馈回路。由于它是高度面向数字的，因此所提出的架构对于技术是高度可缩放的，并且因此更加面积高效、能量高效并且对工艺变化和外部因素是稳健的。这使得该结构成为新兴应用(诸如智能传感器、无线传感器网络、健康护理监测等)中传感器读出电路的良好候选者。
61.在图2a所示的实施例中，传感器是传感器接口电路的部分。重复的是，该特征是任选的。感测装置(160)可以以许多不同的方式来实现。传感器的一种实现方式可以具有两个电阻器，这两个电阻器随需要感测的信号(例如压力)不同而变化。替代地，只有一个电阻器是可变的，而另一个电阻器是固定的。在另一实施例中，电阻器的数量是不同的(例如，惠斯通电桥配置中的四个电阻器)。技术人员会很容易认识到其他配置也是可能的。另外，其他类型的传感器也可以在不同的配置中使用。例如，可以采用电容式传感器，而不是电阻式传感器。在某些实施例中，传感器和振荡器可以合并为受传感器控制的振荡器。
62.在这些实施例中，两个或更多个输入节点各自接收表示电学量的电信号。(由传感器测得的)物理量被转换为电学量。然而，并非所有施加到输入节点的电信号都需要表示第一电信号的电学量。例如，第二电信号可以是与由传感器测得的物理量无关的固定参考信号。在任何情况下，电学量中的至少一个电学量是由感测装置(该感测装置是接口电路的部分或不是接口电路的部分，如所解释)感测到的物理量的被转换的版本。在图2a
‑
图2b所示的特定实施例中，第一电信号和第二电信号两者均表示由传感器观察到的经转换的物理量。如上所述，这只是传感器接口电路的实施例中的一种可能的选项。
63.在根据该第一方面的实施例中，振荡装置包括至少第一振荡器和第二振荡器，如已经提及的。可以设想在传感器接口电路中使用各种类型的受控振荡器。明显的选择是压控振荡器或流控振荡器，但其他选项也是有效的，例如，受电容控制的振荡器。在图2a和图2b所示的实施例中，存在两个受控振荡器(110、120)。也可以存在多于两个的振荡器。例如，第三振荡器可以用来为包括传感器接口电路的芯片的数字核生成主时钟。然后可以改变其他两个振荡器，使得它们平均以与第三振荡器相同的频率或以它的某个分数或倍数运行。另一选项是对受控振荡器相对于主时钟的平均振荡频率执行测量。该测量(或使两个受控振荡器相对于主时钟以固定速率运行所需的反馈信号)得出与传感器的共模输出有关的信息。对于压阻(piezo
‑
resistive)压力传感器而言，该共模信号是对压电电阻器的温度的测量。替代地，数字主时钟可以直接从由传感器接口使用的振荡装置的一个振荡器中导出。在这种情况下，将该振荡器保持在固定的频率上、并且仅控制另一个振荡器是很有利的。也可以通过使用(固定的)参考信号作为受控振荡器的输入来生成固定的振荡器频率。
64.在振荡装置包括至少两个振荡器的实施例中，比较器(130)将从振荡装置的第一(110)振荡器和第二(120)振荡器接收到的输出信号进行比较，并相应地输出数字比较器输出信号。比较器输出可以是单个位。在这种最简单的形式中，比较器可能只是触发器(例如d
触发器)，其中一个信号被用作时钟，而另一个信号被用作数据输入。在这种情况下，输出信号仅示出两个输入中的哪一个首先被切换。在一些实施例中，比较器可以作为相位检测器来实现。也可以使用多位比较器。在这种情况下，输出可能包含与两个输入的切换之间的时间差有关的进一步信息。
65.在一些实施例中，比较器包含存储器。然后，新的比较器输出值可基于比较器输入并且基于保持在该存储器中的先前比较器输出值中的一个或多个。例如，可以使用具有滞后的比较器，由此在两个阈值之间的比较器输出取决于先前的比较器判决。
66.在某些实施例中，比较器在添加了抖动(即故意施加的噪声)之后，对比较器的输入进行比较。抖动被施加以对量化误差进行随机化。它经常用于(一阶)σ
‑
δ转换器，以避免死区和极限环。
67.在实施例中，上述的存储器功能和抖动可以被组合，例如，抖动可以仅在比较器输出中识别出特定模式时被添加。
68.比较器输出信号被施加到反馈元件(180)(在图2a
‑
图2b中被命名为反馈元件1)并在朝向振荡装置的路径中提供。由反馈元件1(180)输出的反馈信号在图2a所示的实施例中被施加到振荡装置的输入端，在该输入端，该反馈信号与由滤波器(170)输出的信号组合，因此分别形成第一振荡器输入信号和第二振荡器输入信号。用于将反馈信号和滤波器输出信号进行组合的组合装置例如可以是简单的加法器。例如，在具有电流饥饿型环形振荡器的实施例中，控制电流可以通过将取决于经滤波的传感器信号(即经滤波的第一电信号)的电流和取决于来自反馈元件1(180)的反馈信号的电流进行求和而获得。在另一实施例中(如在图2b中)，由反馈元件1(180)输出的反馈信号可以直接被馈送到振荡装置中。再次以环形振荡器为例，反馈信号可以直接被连接到环形振荡器级中的一个或多个级的控制输入端。然后，其他级可以被馈送有经滤波的传感器信号(即经滤波的第一电信号)。应注意，在与环形振荡器不同的振荡器实现方式中，也可以存在两个控制输入端，使得一个控制输入端可以用于反馈信号，并且一个控制输入端用于来自模拟滤波器的信号。在该反馈路径中提供的反馈元件1(180)中，通过将比较器输出信号与比例因子相乘来将比较器输出信号转换为反馈信号。在许多实施例中，比例因子等于1。然而，反馈元件(180)不一定是纯乘法器。例如，它还可以负责比较器输出信号的数字
‑
模拟转换。该反馈路径被称为比例路径，因为它只是作用于比较器输出信号或比较器输出信号的缩放的版本。该比例路径中的信号不包含真正的传感器信息，因为假设第一振荡器110和第二振荡器120都被锁定，那么平均信号值被固定为中间值。比例路径的主要目的是为了使接口电路稳定。
69.比较器的输出信号也被施加到数字滤波器(142)。数字滤波的结果(即比较器输出信号的经滤波的版本)构成基于振荡器的传感器接口电路的数字输出信号。在优选的实施例中，数字滤波器被实现为积分器，例如，被实现为计数器。比较器输出信号的经滤波的版本通过反馈元件(150)(在图2a所示的实施例中被描绘为反馈元件2)施加到传感器(160)。正如反馈元件1(180)一样，反馈元件2(150)也可以负责比较器输出信号的数字至模拟转换。在传感器不是接口电路的一部分的情况下，由反馈元件2(150)输出的反馈信号与接口电路的一个输入节点处或两个输入节点处的第一和/或第二电信号组合(例如由反馈元件2(150)输出的反馈信号被添加到接口电路的一个输入节点处或两个输入节点处的第一和/或第二电信号)(参见图2b)。组合装置本身是技术人员已知的，例如，用于对信号进行求和
的装置。在任何情况下，所得到的信号被施加到模拟低通滤波器(170)，该模拟低通滤波器(170)被添加以滤除由于emi引起的干扰。应注意的是，在第二电信号不是从由传感器观测到的物理量导出、而是例如是参考信号的情况下，那么被施加到该第二电信号的滤波不一定与施加到第一电信号的滤波相同。甚至，第二电信号可能在不需要任何滤波的情况下被施加到第二振荡器(120)。
70.发明人已经考虑到，当添加模拟低通滤波器，同时仍然保持对传感器或对接收被感测的信号的输入节点的全反馈(比例和积分)时，回路变得不稳定。添加低通滤波器并在滤波器之后执行全反馈将传感器信号从回路中取出，并且在根本上是不同的(更糟糕的)解决方案。然而，如果在传感器之后添加低通滤波器以作用于被感测的信号(即至少作用于第一电信号)，则可以通过仅在模拟滤波器之后具有比例路径的反馈来使系统变得稳定。
71.传感器接口电路的数字输出原则上可以基于比例路径和积分路径两者的总和，但是在比例路径中没有传送真实信息。因此，仅使用积分路径进行数据输出是优选的(更稳定的)。这证实了没有实际必要将比例路径反馈回输入节点(或反馈回传感器)，因为这不会带来任何优势。
72.图2b图示出具有与图2a中的功能块相同的功能块的实施例，但是示出施加两个反馈信号的其他选项中的一个选项。实际上，由反馈元件1(180)输出的反馈信号被直接馈送到振荡器装置(即第一(110)振荡器和第二(120)振荡器)，而来自反馈元件2(150)的反馈信号在该特定示例中在传感器接口电路的第一和第二输入节点处与传感器输出信号组合，以形成模拟低通滤波器的输入信号。
73.图3示出图2a
‑
图2b的实施例的示例实现方式。比较器(130)被实现为相位检测器。在数字pi控制器(140)中，相位检测器输出信号被施加到两个不同的路径。一个路径包括被实现为积分器的数字滤波器(142)。如前所述，数字滤波器在优选的实施例中被实现为积分器。数字滤波器得到数字输出信号，该数字输出信号是经滤波的比较器输出信号。相同的信号也被馈送到积分反馈元件(150)，积分反馈元件(150)进而提供反馈信号，该反馈信号在所示的实施例中与接口电路的输入节点处的第一和第二电信号组合(该反馈信号在所示的实施例中被添加到接口电路的输入节点处的第一和第二电信号)。在另一条路径中，相位检测器输出信号与任选块(144)中的比例因子相乘，并接下来被施加到比例反馈元件(180)。但是应注意，在许多实施例中，比例因子是1，在这种情况下，没有用于执行该乘法的物理块。在其他实施例中，可以在反馈元件1本身中进行与比例因子的乘法。得到的反馈信号与模拟滤波器输出信号组合，以获得振荡器装置的输入。
74.在连续时间σ
‑
δadc中，通常在反馈中添加有限脉冲响应滤波器(fir)，以将单位(single
‑
bit)反馈(例如良好的线性度)的优点和多位反馈(例如对抖动更稳健)的优点进行组合。这也与本发明中的基于闭环振荡器的传感器接口有关。积分反馈元件(150)在典型的实施例中已经是多位反馈。此类fir滤波器对于减少反馈持续时间的抖动仍然是有用的，特别是当反馈是由振荡器装置的周期确定时，该周期是固有地可变的。
75.图4更详细地示出了根据本发明的实施例的传感器接口电路的实现方式。该电路包括两个振荡器(110、120)，在该示例中是压控振荡器(vco)。传感器(160)在该实施例中由两个电阻器组成，如果物理量增加，两个电阻器中的一个电阻器的电阻值会增加，而另一个电阻器的电阻值会减少。电阻器由电流源偏置，电流源用作反馈元件(150)。电流源包含固
定部分和由数字滤波器的输出信号控制的可变部分。由于物理量的存在而引起的电阻改变通过vco的输入节点处的电压差中的电流偏置来转换。如果物理量增加，则第一实例处的电压信号增加，而另一个节点处电压减小。一般而言，vco的周期大约与输入电压成反比。因此，物理量的增加使vco(110)更快，并且使vco(120)更慢，这导致在一个或多个vco周期之后，一个振荡器输出信号在另一个信号振荡器输出信号之前具有其上升沿的情况。此时，用作相位检测器的d触发器(130)的输出变为高(假设之前的输出是低)。这增加了数字滤波器(142)的输出，数字滤波器(142)在每个vco周期都被更新。该信号被反馈回到用作反馈元件(150)的电流源上。该反馈以振荡器输出信号的相位彼此锁定的方式来完成。这意味着两个振荡器的平均频率是相同的。如果两个vco是完全匹配的，这也意味着被施加到振荡装置的信号的平均电压被调节到相同的值。所以左侧处的电流增加，而右侧处的电流减少，以补偿由增加的物理量而引起的电阻改变。反馈回路确保电流差与共模电流的比率平均等于电阻差与共模电阻的比率。
76.图4的实施例中的模拟滤波器(170)是利用电阻器和电容器的网络实现的。技术人员很容易理解，本发明不限于图4所示的滤波结构，而是可以使用任何合适的低通滤波配置来代替。然而，优选地仅使用无源组件，因为这些无源组件在存在由emi引起的大偏差时不会导致非线性行为。如前所述，至少第一电信号被滤波。任选地，第二电信号也经历模拟滤波，可能与第一电信号相同。
77.振荡器(110，120)在该实施例中被实现为多级环形振荡器。此类环形振荡器在本领域中是公知的。它们的使用提供了各种优点，例如，宽的并且容易控制的调谐范围、低功耗，等等。振荡器直接从比例反馈元件(180)接收反馈信号。在图4的环形振荡器中，反馈信号被施加到每个振荡器的第1vco级的控制输入端，而经滤波的传感器信号被施加到其他级的控制输入端。
78.如前所述，除了经由数字滤波器和反馈元件150的路径之外，还存在包括其他反馈元件的比例路径。在图4的实施例中，比例反馈元件(180)被实现为分压器。分压器的输出中的一个输出去往一个振荡器，而另一个输出去往另一个振荡器。因此，比例反馈信号去往环形振荡器的第一级。经滤波的传感器信号被施加到环形振荡器的其他级。这取决于比较器130输出，比较器130输出中的哪个输出被连接到哪个振荡器。这利用开关块190来实现，开关块190可以包括例如由比较器输出信号控制的四个开关。
79.在图5中描述了其中在传感器接口电路中应用了斩波的实施例。斩波是一种用于减少偏移和低频噪声的公知的技术。应注意，在图5中，传感器(160)被示出为接口电路的部分。在振荡器(110、120)之前和之后添加了两个斩波块(115、125)，两个斩波块(115、125)分别用于对要被施加到振荡器的信号(即利用频率f
斩波
的信号进行斩波)进行调制和解调。斩波操作可以被划分成两个阶段。斩波可以促进检测两个振荡器之间的偏移失配，因为此类失配导致了每个斩波阶段的(平均)数字输出的差。在两个斩波阶段中的一个斩波阶段期间，由模拟滤波器(170)输出的信号(假设在该情况下，第一电信号和第二电信号都被滤波)经由开关被馈送到振荡器中相应的一个振荡器。同时，由振荡器输出的信号各自被连接到比较器(130)的输入。在另一斩波阶段，相应的振荡器在其输入端处接收它们在第一斩波阶段未接收到的信号，换句话说，与第一个阶段相比，输入端被切换。对于输出端也是如此。斩波块的相位由斩波控制信号控制。一旦来自振荡器的信号被去斩波(被解调)，它们在比较
器(130)中被比较，并且数字比较器输出信号相应地被输出。当振荡器之间存在偏移失配时，在一个斩波阶段期间或在另一个斩波阶段期间的平均数字输出是不同的。因此，一个斩波阶段的平均数字输出与另一个斩波阶段的平均数字输出的差是针对失配的度量。该差可以在误差检测块中被检测，并用于通过调谐元件以补偿该差的方式来调谐振荡器。在调谐元件中，传感器接口电路的至少一个参数(例如，振荡器的增益)被调谐，以便减少偏移误差。调谐在振荡器的至少一个振荡器中直接或间接地引起振荡器频率的改变。
80.调制斩波块的输入全部来自传感器不是强制性的。输入中的一些输入也可以来自参考信号。
81.图5的方案中的其他功能块以与先前相对于其他实施例讨论的类似方式操作。这意味着比较器输出信号被施加到反馈元件1(180)以产生反馈信号，该反馈信号与由模拟滤波器(170)输出的信号组合，因此分别形成第一和第二振荡器输入信号，并且数字滤波器(142)的输出信号去往反馈元件2(150)以得到反馈信号，在该示例性实施例中该反馈信号被馈送到传感器(160)。
82.在第二方面，本发明涉及基于振荡器的传感器接口电路，该电路仅包括一个振荡器(110)，该振荡器接收来自模拟滤波器的经滤波的信号，由此，经滤波的信号影响振荡器的频率。在一些实施例中，例如在仅一个传感器(例如电容器)受物理量影响的情况下，使用了仅包括一个受控振荡器的振荡装置。可以设想在传感器接口电路中使用各种类型的受控振荡器。明显的选择是压控振荡器或电控振荡器，但其他选项也是有效的，例如，受电容控制的振荡器。
83.在根据该第二方面的实施例中，传感器接口电路包括至少一个输入节点，该节点接收表示电学量的电信号。该电学量是由感测装置(该感测装置是接口电路的部分或不是接口电路的部分，如所解释的)感测的物理量的经转换的版本。如根据第一方面的实施例中的那样，附加的但固定的(即不受控制的)振荡器可用于例如为包括传感器接口电路的芯片的数字核生成主时钟。该主时钟也可以用来对一些内部信号进行采样，例如图6中的微分器和积分器。此外，固定时钟用于生成控制信号，例如多路复用器的选择信号。
84.图6图示出根据该第二方面的基于振荡器的传感器接口电路的实施例。单个振荡器(110)之前有开关/多路复用装置，以便振荡器的输入可以被选择为来自两个或更多个源中的一个源。开关/多路复用是借助于数字控制器(图6中未示出)来控制的，其中存在其中第一信号被施加到振荡器的阶段，以及第二信号被施加、从而得到不同的振荡器频率的另一个阶段。这两个频率在比较器中被比较。如果传感器生成差分信号，则多路复用器可以在形成差分信号的两个信号之间切换。如果传感器生成单端信号(如图6所示的情况)，则多路复用器可以在传感器信号与参考信号之间切换。在该示例中，参考电压信号是由流过固定电阻器的固定电流产生的。传感器包括可变电阻器。在该实施例中，传感器电阻器的顶部上的电流源充当反馈元件2(150)，并被调整以使得所得的传感器电压等于参考电压。
85.如果必须将多个传感器或其他信道转换到数字域，则多路复用器还可以在不同的传感器信号(或其他要被监测的信号)之间进行切换。应注意，在类似于图6的实施例的实施例中，其他振荡器仍然是芯片的一部分，即用于生成确定例如采样时刻的主时钟，如上所述。如在图6中具体化的传感器接口电路的用例的实际示例是其中仅应用一个输出的传感器，例如负温度系数(ntc)传感器。
86.如图6的实施例中的益处在于，避免了振荡器(例如压控振荡器)之间的失配，或振荡器输出之间的耦合。在任何应用方案中，总是存在一些失配，甚至在具有完全相同的原理图和布局的功能块之间也存在失配。这对压控振荡器(或受其他控制的振荡器，如电控振荡器或受传感器控制的振荡器)尤其如此。失配也随时间和温度的变化而变化。由于它们连续地切换，在相似频率下振荡的两个vco会相互干扰，导致数字输出中出现伪影。类似于图6中的实施例还可以进一步具有更好的能源效率，因为振荡器是功耗的主要因素。传感器接口电路的此类实施例可能在紧凑性和能源效率是至关重要的应用中是有用的。
87.应注意的是，图6中所示的其他功能块与根据第一方面的实施例中以及例如在图2a
‑
图2b或图3中描述的功能块基本上相同。图6中示出了比较器块(130)的更详细的实现方式。图6的比较器包括对振荡器输出信号中的周期进行计数的递增计数器、确定最新计数值与先前的计数器值的差以获得两个采样时刻之间的振荡器周期数量的微分器。此后，再相对于参考值(该参考值被存储在例如寄存器中)进行差分。所得的差在积分器块中被进一步整合，该差被输入到该积分器块中。积分器累积这些所接收到的差，直到新的阶段开始，即当切换到另一个输入端时。然后，比较器块的输出被施加到数字滤波器(142)，如上文已经描述的。
88.图7中示出了进一步的示例性实施例。在该方案中，多个构建块被组合，这些构建块已经在前述图的实施例中的一个或多个实施例中示出。再次考虑了具有两个振荡器(110、120)的方案。电阻式感测装置在惠斯通电桥的配置中实现。集成反馈元件(150)将上拉电流连接到惠斯通电桥的一个输出节点，并且将下拉电流连接到传感器电桥的另一个输出节点。开关是由被反馈回的数字滤波器输出信号控制的。电流是借助于电流源经由开关而供应的。模拟滤波器(170)在该实施例中被表示为rc网络，并且第一电信号和第二电信号两者都以同样的方式被滤波。比较器(130)被示出为包括用于对由振荡器(110)和振荡器(120)分别输出的信号中的周期进行计数的递增/递减计数器。表示两个振荡器的周期数的差的所得信号被采样并且被施加到比例反馈元件(180)以及被施加到积分器(142)，在积分器(142)中，该所得信号中的周期数被求和。该信息然后被用于控制积分反馈元件(150)中的开关。
89.为了说明所提出的方法如何确实产生稳定性的改善，图8中描绘了一些仿真结果。更具体地，当接口电路测量10khz的传感器信号时的频谱的仿真结果。图8a和图8b是利用类似于图2b中的电路而获得的结果，而图8c和图8d描绘了对传感器信号既执行比例反馈又执行积分反馈时的结果。图8a和图8c使用可忽略不计的低通滤波器(该低通滤波器具有时间常数τ＝0.1μs，该时间常数比振荡器的平均周期小1000倍)。图8b和图8d使用具有1ms的时间常数的滤波器(因此，比平均振荡器周期大10倍)。图8a和图8c之间几乎没有区别，这很正常，因为滤波器可以忽略不计。图8d说明当存在大量滤波时，如果既对传感器信号进行比例反馈又对传感器信号进行积分反馈，则系统无法正常运作。然而，图8c仍然示出良好的噪声整形，说明根据本发明设计的电路在添加低通滤波器时维持操作(但具有较高的基底噪声)。
90.尽管在附图和前述描述中已经详细地解说和描述了本发明，但此类解说和描述应被认为是解说性或示例性的而非限制性的。前述描述详细说明了本发明的某些实施例。然而，应当领会，不论前述描述在文本中显得如何详细，本发明能以许多方式来实施。本发明
不限于所公开的实施例。
91.在实施所要求保护的发明时，所公开的实施例的其他变体可以由本领域技术人员从对附图、本公开以及所附权利要求的研究而理解和实现。在权利要求中，词语包括摂不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”(“a”或“an”)不排除复数。单个处理器或其他单元可完成权利要求中所记载的若干项目的功能。在相互不同的从属权利要求中记载某些措施的纯粹事实并不指示不能有利地使用这些措施的组合。计算机程序可被存储/分布在合适的介质(诸如，与其他硬件一起或作为其他硬件的一部分而被供应的光学存储介质或固态介质)上，但也能以其他形式(诸如，经由因特网或者其他有线或无线电信系统)来分布。权利要求中的任何附图标记不应被解释为限制范围。