一种以新型多电平变流器改进有源电力滤波器的电力谐波治理方法与流程

1.本发明涉及电力谐波治理技术领域，尤其涉及有源电力滤波器(active power filter，apf) 治理电力谐波技术领域，是一种以新型多电平变流器(modular multilevel converter，mmc) 改进有源电力滤波器的电力谐波治理方法。在不改变谐波检测技术的前提下，通过采用模块化多电平变流器拓扑及环路抑制策略和对电流跟踪模块的优化，提升了有源电力滤波器的电压等级以及电流跟踪能力，使有源电力滤波器可以应用于更高电压场合，并且增加其灵活性，减少因传统桥式电路桥臂损坏导致的补偿失败造成的不必要的人员及经济损失。


背景技术：

2.随着现代电力电子技术的大量推广和应用，产生大量谐波，严重影响了供电品质，降低了发电设备、用电设备的工作性能和使用寿命，甚至危及电力系统的安全性。因而，电力谐波治理已成为电能质量方面的热点问题。因有源电力滤波器具有能对频率和幅值都变化的谐波进行跟踪补偿，能补偿各次谐波，还可抑制闪变，补偿无功，滤波特性不受系统阻抗的影响的优点，目前在电力谐波治理领域得到了广泛的关注。
3.然而，由于电力电子器件的限制，有源电力滤波器目前只在较低的电压等级应用成熟，在高压、大容量场合主要是通过变压器接入高电压系统，再通过大电流的方式形成大容量，但是变压器环节对电能质量的补偿具有不利的影响，特别是较高次的谐波补偿比较困难。在近年来，人们一直尝试用各种方法来提升有源电力滤波器的电压等级和容量，如级联有源电力滤波器、改进拓扑结构等，但其仍然存在受限于结构限制电压等级变化不大、因拓扑结构产生的谐波难以治理等问题，技术革新迫在眉睫。
4.模块化多电平变流器作为近年来新产生的技术具有高度模块化，易于扩展，方便提升电压等级的优点，在中高压、大容量领域具有明显的应用优势。因此，多电平变流器有源电力滤波器(modular multilevel converter
‑
active power filter，mmc
‑
apf)方法正逐渐成有源电力滤波器在高压场合的潜在研究方向。
5.然而，mmc
‑
apf虽能应用于高电压、大容量场合，但是由于传统电流跟踪方法存在跟踪速度差，精度低的问题使补偿电流存在误差，同时mmc
‑
apf因其特殊的结构产生环流也影响着补偿电流的大小，从而影响补偿性能。由此可见，应用于高电压、大容量，补偿性能优良的apf已成为电力谐波治理的大势所趋。
6.本发明在充分分析现有apf的技术特点的基础上，结合apf不能在高压、大容量场合取得很好应用效果的事实，提出如图1所示一种以新型多电平变流器改进有源电力滤波器的电力谐波治理方法，进而使apf应用于中高压，大容量场合，提升apf容错性，并能实现谐波精确治理。


技术实现要素：

7.本发明所解决的技术问题是：鉴于上述现有技术存在的缺陷，结合mmc的优势，本发明的目的针对apf只能应用于电压等级低、中小容量的场合，为实现apf应用于高电压、大容量场合，并保证其补偿效果和灵活性，提出了一种以新型多电平变流器改进有源电力滤波器的电力谐波治理方法。其特点在于通过以多电平变流器改进有源电力滤波器主电路模型构建，在不改变原有谐波检测技术前提下，设计基于二阶广义积分(the second
‑
ordergeneralized integrator，sogi)的环流抑制环节及用模糊比例积分(proportional integral，pi)
‑
重复控制优化电流跟踪控制算法，既满足了高压大容量的要求，又提高了电流跟踪速度，增加其灵活性，提高电能质量。
8.本发明解决问题的技术方案是：一种以新型多电平变流器改进有源电力滤波器的电力谐波治理方法，其特征是，包括以下步骤：
9.步骤1，以多电平变流器改进有源电力滤波器主电路模型构建：
10.1)创建h半桥子模块；
11.2)以多个h半桥子模块与电感串联的结构代替原apf三相桥式电路的桥臂，实现h半桥子模块数量灵活调整，根据故障情况同桥臂h半桥子模块能够相互替代，以增加apf电压等级和容量，提升apf的容错性；
12.3)在增加apf电压等级和容量的同时，每相上桥臂输出端、下桥臂输出端均连接直流电容，以提升apf的工作稳定性；
13.所述mmc
‑
apf主电路的供电电源为幅值相同且相位相差120
°
的三相电压源vsa、vsb、 vsc，每相电压源一端与中性点，另一端分别与一个mmc
‑
apf输入电抗器的端连接，各所述 mmc
‑
apf输入电抗器的另一端分别与每相电压源的上桥臂和下桥臂的输入端连接，每相电压源的上桥臂和下桥臂的输出端分别与直流电容的两端连接，每相电压源均包括上桥臂和下桥臂，且每个桥臂均由n个子模块串联构成；记smn代表三相电压源的上桥臂和下桥臂的各个子模块，n＝1～z代表第n个子模块；
14.对于模块化多电平换流器的基本组成单元，mmc子模块通常采用h半桥结构，由两个igbt串联后再与电容c并联而成。主电路运行时，桥臂电流在两个igbt间双向流动，通过上下桥臂各子模块的投切配合，拟合出所需的调制波形；
15.步骤2，基于二阶广义积分多谐波滤波器的多电平变流器环流抑制：
16.1)采用sogi提取mmc
‑
apf环流中的二倍频分量；
17.2)结合负反馈、低通滤波环节得到谐波分量；
18.3)采用准比例谐振(proportion，resonant，pr)控制器提升多谐波环流抑制效果；
19.步骤3，基于模糊比例积分重复控制的电流跟踪优化：
20.1)在pi控制基础上建立电流内环控制，消除其耦合影响；
21.2)设计重复控制器和模糊控制器，实现指令电流的准确、实时跟踪，提升谐波治理的有效性与实时性。
22.进一步，所述步骤1中，以多电平变流器改进有源电力滤波器主电路模型构建包括：
23.1)在apf三相桥式电路结构的基础上，采用两个绝缘栅双极型晶体管igbt串联与电容并联形成h半桥子模块；
24.2)以多个h半桥子模块与电感串联结构代替原apf三相桥式电路的桥臂，实现h半桥子模块数量灵活调整，根据故障情况同桥臂h半桥子模块能够相互替代的改进结构，增加apf 电压等级和容量，提升apf的容错性；
25.3)在增加apf电压等级和容量的同时，每相上桥臂输出端、下桥臂输出端均连接直流电容，以提升apf工作稳定性；
26.4)在搭建的mmc
‑
apf的电路结构基础上，依据电路原理，求得mmc
‑
apf的dq坐标系下mmc模型为：
[0027][0028]
式中，u
d
、u
q
分别为三相交流电源电压的d、q轴分量，e
d
、e
q
分别为mmc等效内电动势e
x
的d、q轴分量，i
d
、i
q
分别为apf换流器输出电流的d、q轴分量；
[0029]
频域数学模型为：
[0030][0031]
根据上式可作出多电平变流器换流器在频域下的数学模型。
[0032]
进一步，所述步骤2中，基于sogi多谐波滤波器的mmc环流抑制包括：
[0033]
1)采用sogi多谐波滤波器的mmc
‑
apf环流中二倍频分量提取，由负反馈、低通滤波环节将高频偶次分量过滤得到直流量，利用负反馈环节将其输入初始环流，进而得到谐波分量；
[0034]
多谐波滤波器(multiple harmonic filter，mhf)由sogi和积分环节组成，其传递函数为
[0035][0036]
式中：ω
h
为所采用mhf的谐波分离点；1/s环节能够放大直流分量，使其更方便地分离出来； k
h
为调节系数；mhf的动态性能则与k
h
有关；
[0037]
2)利用准pr控制器来滤除二倍频和四倍频谐波；其传递函数为
[0038][0039]
其中：k
p
为比例系数；k
r
为谐振系数；ω
r
为谐振频率；ω
r
＝kω0；ω
c
为截止频率；s为复频域变量。
[0040]
当ω＝ω
r
时，其幅值为k
p
k
r
，相位角位移为0，能够实现特定频率的无静差跟踪；考虑到增益和带宽两方面的因素，取ω
c
＝π；
[0041]
因环流以二次和四次谐波为主，本发明主要控制目标为二次和四次谐波，采用mhf的环流抑制准pr控制器取ω
r
＝2ω0和ω
r
＝4ω0。
[0042]
进一步，所述步骤3中，基于模糊pi
‑
重复控制的电流跟踪优化包括：
[0043]
1)建立电流内环控制，引入内环控制的pi传递函数为：
[0044][0045]
其中k
p
为pi控制器的比例参数，r、l为等效电阻和等效电感；k
i
为pi控制器的积分参数；取l＝14mh，r＝0.08ω。
[0046]
2)设计重复控制器和模糊控制器，实现指令电流的准确、实时跟踪，提升谐波治理的有效性与实时性：
[0047]
①
重复控制器由周期延迟环节z
‑
n
、重复内模以及校正器s(z)三部分构成；
[0048]
在有源滤波器中电网工频为f＝50hz，开关频率为f
s
＝25600hz。
[0049][0050]
对于重复内模，其传递函数能够表示为：
[0051][0052]
式中，q(z)为衰减滤波器，取q(z)＝0.95；z
‑
n
为延迟补偿。
[0053]
重复控制中校正器s(z)仅需设计二阶低通滤波器对pi内环进行幅值衰减，抑制系统的高频扰动；二阶低通滤波器的传递函数为：
[0054][0055]
式中ω
n
为截止频率，通常按系统最高次诸波频率的一半进行选取，若最高要求补偿50次谐波，则ω
n
取2500πrad/s；ξ为阻尼系数，在此取0.707；进而得到f(z)的离散域传递函数为：
[0056][0057]
同时，为修正pi内环以及低通滤波(low pass filter，lpf)产生的相位满后，引入3拍超前补偿z3，并结合系统稳定性，将重复控制增益k
r
设为0.98，因此，s(z)表示为：
[0058]
s(z)＝0.98z3f(z)
[0059]
②
根据在此过程中的要求，要实现动态响应速度快，减少因延时环节导致的动态响应速度慢，确立模糊规则，在此范围内添加7个隶属度函数大(nb)、负中(nm)、负小(ns)、零(zo)、正小(ps)、正中(pm)、正大(pb)，根据偏差值的大小对这7个隶属度函数赋予不同的模糊语言，所设计的δk
p
、δk
i
的控制规则如表1所示，模糊控制的隶属函数采用的是三角函数；
[0060]
模糊推理之后，将输出值进行去模糊化，使其变换成准确值，最后输出δk
p
、δk
i
；参数 k
p
、k
i
的计算公式如下：
[0061][0062]
本发明的有益效果是：借用上述技术方案，新型多电平变流器改进有源电力滤波器的电力谐波治理方法，再不改变原有谐波检测方法前提下，可以实现apf应用于高电压、大容量场合，并且使补偿电流得到精准跟踪，确保系统准确可靠的谐波补偿能力以及提升
apf的容错性。
附图说明
[0063]
图1为本发明的以新型多电平变流器改进有源电力滤波器的电力谐波治理方法原理图；
[0064]
图2为本发明的mmc
‑
apf主电路结构图；
[0065]
图3为本发明的h半桥子模块结构示意图；
[0066]
图4为基于sogi多谐波滤波器的mmc环流抑制整体框图；
[0067]
图5为电流内环控制原理图；
[0068]
图6为pi控制原理图；
[0069]
图7为重复控制原理图；
[0070]
图8为模糊pi
‑
重复控制框图；
[0071]
图9为基于模糊pi
‑
重复控制的mmc
‑
apf滤波效果的补偿电流波形展示；
[0072]
图10为基于模糊pi
‑
重复控制的mmc
‑
apf滤波效果的负载电流展示；
[0073]
图11为基于模糊pi
‑
重复控制的mmc
‑
apf滤波效果的谐波电流波形展示；
[0074]
图12为基于模糊pi
‑
重复控制的mmc
‑
apf滤波效果的补偿电流波形畸变率展示；
[0075]
表1为模糊控制规则表。
[0076]
图中：1 mhf，2 准pr控制器，3 电流内环，4 mmc数学模型，5 重复控制器，6 模糊pi控制器。
具体实施方式
[0077]
下面利用附图和实施例对本发明进行详细说明。
[0078]
参见图1～图12和表1，实施例1，本例实施一种以新型多电平变流器改进有源电力滤波器的电力谐波治理方法包括以下步骤：
[0079]
步骤1，以多电平变流器改进有源电力滤波器主电路模型构建：
[0080]
1)创建h半桥子模块；
[0081]
在apf三相桥式电路结构的基础上，采用两个绝缘栅双极型晶体管igbt(图3中t1、 t2)串联与电容c并联形成h半桥子模块；
[0082]
2)以多个h半桥子模块与电感串联结构代替原apf三相桥式电路的桥臂，实现h半桥子模块数量灵活调整，根据故障情况同桥臂h半桥子模块能够相互替代的改进结构，增加apf 电压等级和容量，提升apf的容错性；
[0083]
3)在增加apf电压等级和容量的同时，每相上桥臂输出端、下桥臂输出端均连接直流电容，以提升apf工作稳定性；
[0084]
4)对于模块化多电平换流器的基本组成单元，mmc子模块通常采用h半桥子模块，主电路运行时，桥臂电流i
arm
在两个igbt间双向流动，通过上桥臂和下桥臂各h半桥子模块的投切配合，拟合出所需的调制波形。根据t1、t2的开关状态不同，h半桥子模块大致可分为“投入”、“切除”、“旁路”三种工作模式，旁路状态仅在系统启动电容充电，或者故障等非正常状态时出现。
[0085]
mmc
‑
apf主电路图如图2
‑
图3所示，mmc
‑
apf主电路的供电电源为幅值相同且相位
相差120
°
的三相电压源vsa、vsb、vsc，每相电压源一端与中性点，另一端分别与一个 mmc
‑
apf输入电抗器的端连接，各所述mmc
‑
apf输入电抗器的另一端分别与每相电压源的上桥臂和下桥臂的输入端连接，每相电压源的上桥臂和下桥臂的输出端分别与直流电容的两端连接，每相电压源均包括上桥臂和下桥臂，且每个桥臂均由n个h半桥子模块串联构成；即s
mn
代表三相电压源的上桥臂和下桥臂的各个h半桥子模块，n＝1～z代表第n个h半桥子模块，ia、ib、ic分别代表三相电压源vsa、vsb、vsc的输出电流，ls为mmc
‑
apf输入电抗器，三相电压源的中性点记为n，直流电容记为c2，c3。
[0086]
mmc
‑
apf数学模型：
[0087]
定义h半桥子模块开关状态函数k：
[0088][0089]
则h半桥子模块输出电压及直流侧电流可表示为：
[0090][0091]
其中u
dc
‑
xyz
为mmc的h半桥子模块直流侧电容电压(z＝1，2，3，..n)，u
xyz
，i
xyz
分别为h半桥子模块交流侧输出电压和直流侧电流，i
xy
(y代表上下桥臂)为桥臂电流。
[0092]
又由于各桥臂电压与h半桥子模块输出电压存在以下关系：
[0093][0094]
其中，u
xy
为桥臂电压，u
xyz
为h半桥子模块交流侧输出电压。
[0095]
根据各桥臂的输出特性，可将其等效为可控电压源。设桥臂电感l0其内阻为r0，以a相为例，利用基尔霍夫电压定律，对上桥臂、下桥臂与虚拟直流公共母线所构回路进行分析：
[0096][0097]
u
dc
为直流母线电压，u
ap
，u
an
分别为a相上桥臂和下桥臂电压，i
ap
，i
an
为a相上桥臂和下桥臂电流。
[0098]
两式做差，得
[0099][0100]
网侧交流电源与mmc换流器输出存在以下关系：
[0101][0102]
式中u
sa
为网侧a相电压，i
ca
为网侧a相电流，u
ca
为换流器输出电压。
[0103]
将式(5)代入式(6)可得：
[0104][0105]
根据基尔霍夫电流定律，上桥臂、下桥臂电流与换流器输出电流之间存在以下联系：
[0106]
i
ca
＝i
an
‑
i
ap
ꢀꢀꢀ
(8)
[0107]
将式(6)代入式(7)可得：
[0108][0109]
最后，令
[0110][0111]
对式(9)整理可得：
[0112][0113]
由于mmc换流器结构上具有格的对称性，因此可推得其在三相静止坐标系下的数学模型为：
[0114][0115]
然而，mmc换流器在三相静止坐标系下变量较多，并且电压电流均为交流时变分量，为降低分析难度，将式(12)转换至两相旋转坐标系下。同时，为使转换前后矢量模值相同，引入等幅值park变换转换矩阵如式(13)所示：
[0116][0117]
dq坐标系下mmc数学模型4为：
[0118][0119]
式中，u
d
、u
q
分别为三相交流电源电压的d、q轴分量，e
d
、e
q
分别为mmc等效内电动势e
x
的d、q轴分量，i
d
、i
q
分别为mmc换流器输出电流的d、q轴分量。为便于mmc
‑
apf系统控制器的设计，运用拉普拉斯变换将式(14)变为频域
[0120][0121]
根据式(15)可作出如图5所示mmc换流器在频域下的数学模型。
[0122]
所述步骤2中，基于sogi的mhf1的mmc环流抑制包括：
[0123]
1)由于mmc
‑
apf结构特殊性，产生环流，采用基于sogi的mmc环流抑制方法，其结构如图4所示。基于sogi的mmc环流抑制由基于sogi的mhf1和准pr控制器2两部分构成。mhf1先采用sogi来提取二倍频分量，通过负反馈环节与初始环流比较，随后低通滤波环节将高频偶次分量过滤，得到直流量，利用负反馈环节将其输入初始环流，就可以得到谐波分量。
[0124]
mhf1由sogi和积分环节组成，其传递函数为
[0125][0126]
式中：ω
h
为所采用mhf1的谐波分离点；1/s环节能够放大直流分量，使其更方便地分离出来；k
h
为调节系数；mhf1的动态性能则与k
h
有关。
[0127]
2)利用准pr控制器2来滤除二倍频和四倍频谐波；
[0128]
为了提高系统稳定性，消除理想pr带宽过窄，在谐振频率点的增幅很小的问题，更有效准确地消除谐波，利用准pr控制器2来实现环流抑制。其传递函数为
[0129][0130]
其中：k
p
为比例系数；k
r
为谐振系数；ω
r
为谐振频率；ω
r
＝kω0；ω
c
为截止频率；s为复频域变量。
[0131]
当ω＝ω
r
时，其幅值为k
p
k
r
，相位角位移为0，可以实现特定频率的无静差跟踪。考虑到增益和带宽两方面的因素，取ω
c
＝π。
[0132]
因环流以二次和四次谐波为主，本发明主要控制目标为二次和四次谐波，采用mhf1的环流抑制准pr控制器2取ω
r
＝2ω0和ω
r
＝4ω0。
[0133]
所述步骤3中，基于模糊pi
‑
重复控制的电流跟踪优化包括：
[0134]
1)建立电流内环控制，引入内环控制的pi传递函数
[0135]
由于mmc
‑
apf数学模型由abc坐标系向dq坐标系转换过程中，引入了交叉耦合项ωli
d
和ωli
q
，对此，采用前馈交叉解耦的方法，建立电流内环控制，消除其耦合影响。
[0136]
在d轴通道，可知由于前馈状态量ωli
d
的引入，抵消掉mmc数学模型4中的耦合项，最终实现d、q轴的独立控制。鉴于受控对象为一阶惯性系统，尝试使用原理简单，操作性强的pi控制策略，进而可得基于pi控制的电流内环3传递函数为
[0137][0138]
其中k
p
为pi控制器的比例参数，r、l为等效电阻和等效电感；k
i
为pi控制器积分参数；，本文取l＝14mh，r＝0.08ω。
[0139]
2)设计重复控制器和模糊控制器，实现指令电流的准确、实时跟踪，提升谐波治理的有效性与实时性：
[0140]
①
由于重复控制提高了系统的跟踪稳态误差精度及运动的稳定性，在pi控制基础上加入重复控制。重复控制原理如图7所示，重复控制器5由周期延迟环节z
‑
n
、重复内模以及校正器s(z)三部分构成。其中，z
‑
n
是该系统在延迟一个周期时间段后才进行的动作，即：上一个周期检测出的误差信息要在本周期产生控制影响，其中n是一个周期内的总采样点数，在有源滤波器中电网工频为f＝50hz，开关频率为f
s
＝25600hz。
[0141][0142]
对于重复内模，其传递函数可表示为：
[0143][0144]
式中，q(z)为衰减滤波器，其既可设置为低通滤波器亦可为小于1的常数，假设q(z)取值为实数x，将式(20)化为差分方程形式：
[0145]
u(k)＝e(k) x
*
u(k
‑
n)
ꢀꢀꢀ
(21)
[0146]
由式(21)可知，重复内模以工频周期为步长对误差e(k)进行积分，直至其小于(1
‑
x)倍的u(k)，由于q(z)的设定，为积分环节预留出余量，有利于抑制高频增益引发的干扰。重复控制在工频及其倍频处具有高增益、零相移特性，即重复内模本身是稳定的：但随q(z)的增大，系统控制增益也逐步增加，因此在提升稳态精度的同时却牺牲了部分稳定性，综合考量，本文取 q(z)＝0.95。
[0147]
重复控制中校正器s(z)的作用是使受控对象在中低频段保证零增益、零相移，同时增强前向通道的高频衰减特性。由于，受控对象在低频段频率响应特性良好，故仅需设计二阶低通滤波器对pi内环进行幅值衰减，抑制系统的高频扰动。二阶低通滤波器的传递函数为：
[0148][0149]
式中ω
n
为截止频率，其值过大将影响低频段增益，一般按系统最高次谐波频率的一半进行选取，若最高要求补偿50次谐波，则ω
n
取2500πrad/s。ξ为阻尼系数，其决定信号的上升速度，在此取0.707。进而得到f(z)的离散域传递函数为：
[0150][0151]
同时，为修正pi内环以及lpf产生的相位满后，引入3拍超前补偿z3，并结合系统稳定性，将重复控制增益k
r
设为0.98，因此，s(z)可表示为：
[0152]
s(z)＝0.98z3f(z)
ꢀꢀꢀ
(24)
[0153]
最后，在pi
‑
重复控制基础上，引入模糊与pi复合式控制，模糊pi控制器6动态响应速度快，实时调整pi参数，减少因延时环节导致了其动态响应速度变慢。从而，使补偿电流得到准确、实时的跟踪。
[0154]
k
p
的值直接影响系统的响应速度，k
p
值越大，系统调整速度越快，响应时间越短，但过大将导致系统的超调量和振荡次数增加，延长响应时间，同时系统过于灵敏，动态性能降低；增大k
i
值可有效减小稳态误差，增强系统的动态稳定性，但过大将使系统调整时间增长。综合考虑误差和误差变化率时，当e和e
c
同号，此时要增大k
p
；反之，要减小k
p
。当 k
i
过大时，会引起系统超调增大。为防止积分饱和，如果误差e较大，则令k
i
等于零；若e 较小，让k
i
作用，使其随着e的减小而增大，来减少系统误差。
[0155]
②
根据在此过程中的要求，要实现动态响应速度快，减少因延时环节导致的动态响应速度慢，在此范围内添加7个隶属度函数大(nb)、负中(nm)、负小(ns)、零(zo)、正小
(ps)、正中(pm)、正大(pb)，根据偏差值的大小对这7个隶属度函数赋予不同的模糊语言，所设计的δk
p
、δk
i
的控制规则如表1所示，模糊控制的隶属函数采用的是三角函数。
[0156]
模糊推理之后，将输出值进行去模糊化，使其变换成准确值，最后输出δk
p
、δk
i
。参数 k
p
、k
i
的计算公式如下：
[0157][0158]
为了验证上述理论的可行性，在matlab下进行了仿真实验。图9
‑
图12中波形依次为补偿电流波形，负载电流，谐波电流波形以及补偿电流波形畸变率，可以看到负载电流存在明显的畸变，采用本发明一种新型多电平变流器改进有源电力滤波器的电力谐波治理方法后，电网电流近似正弦波，电能质量明显提高，证实了一种新型多电平变流器改进有源电力滤波器的电力谐波治理方法具有很好的滤波效果。表1