一种通用宽带雷达信号监测设备的制作方法

1.本发明涉及电子战技术领域，具体涉及一种雷达信号监测设备。


背景技术：

2.随着现代雷达技术的快速发展，特别是各种多功能雷达的广泛应用，给雷达辐射源识别带来了极大挑战，且现代战争早已将电子侦察和电子对抗纳入重要的领域，电磁频谱空间也无时无刻不在进行着没有硝烟的对抗，早就没了战时与平时之分，日常电子侦察就是“识别”电磁频谱空间最基本和常态化的方式。而常规的电磁频谱空间电子侦察需采用体积庞大、构造复杂的侦察设备。
3.因此，如何快速便利地在复杂电磁频谱空间内全面掌握战区的雷达信息，实现监测复杂电磁环境中的雷达信号，并进行雷达信号特征分析，已经成为本领域亟需解决的问题。


技术实现要素：

4.本发明针对以上问题，提供了一种便于携带，方便架设，能够在复杂的电磁频谱空间内对雷达信号进行监测和特征分析的通用宽带雷达信号监测设备。
5.本发明的技术方案是：一种通用宽带雷达信号监测设备，包括微波机箱、接收机箱和显示控制单元，所述微波机箱、接收机箱和显示控制单元之间具有通讯连接；
6.所述微波机箱包括干涉仪接收天线阵、全向天线、接收前端和下变频模块，所述接收前端前接所述的干涉仪接收天线阵和全向天线，所述接收前端后接所述下变频模块；
7.所述干涉仪接收天线阵和全向天线的信号接入所述接收前端，所述接收前端发出信号一和信号二，所述接收前端的信号一接入所述下变频模块；
8.所述接收机箱包括数字干涉仪接收机、单比特接收机、存储模块和信号分选及主控模块，所述数字干涉仪接收机前接所述下变频模块，所述接收前端的信号二接入所述单比特接收机；
9.所述信号分选及主控模块分别与所述数字干涉仪接收机、单比特接收机和存储模块相连接，
10.所述显示控制单元设在所述接收机箱外，所述显示控制单元连接所述信号分选及主控模块。
11.所述干涉仪接收天线阵包括四只2～6ghz定向天线构成的天线阵一，以及四只6～18ghz定向天线构成的天线阵二；所述天线阵一的四只2～6ghz定向天线环形均布，所述天线阵二的四只6～18ghz定向天线环形均布。
12.所述接收前端包括2～6ghz射频前端模块和6～18ghz射频前端模块，
13.所述2～6ghz射频前端模块包括四个通道一，每个所述通道一包括依次连接的耦合器一、滤波器一、限幅器一、低噪声放大器一和程控衰减器一；各所述通道一内的耦合器一一一对应地前接所述天线阵一的各所述2～6ghz天线，各所述通道一内的耦合器一还前
接有校准信号一；
14.所述6～18ghz射频前端模块包括四个通道二，每个所述通道二包括依次连接的耦合器二、滤波器二、限幅器二、低噪声放大器二和程控衰减器二；各所述通道二内的耦合器二一一对应地前接所述天线阵二的各所述6～18ghz天线，各所述通道二内的耦合器二还前接有校准信号二。
15.所述下变频模块包括2～8ghz下变频模组和8～18ghz下变频模组，将输入的2～8ghz、8～18ghz射频信号进行下变频至中频1.3～2.3ghz，并将信号一处理后传递至所述接收机箱。
16.所述单比特接收机包括射频前端、模/数转换单元、快速傅里叶变换单元和选频逻辑单元。
17.所述射频前端的总噪声系数nf为：
[0018][0019]
nf1为第一级电路的噪声系数，nf2为第二级电路的噪声系数，nf3为第三级电路的噪声系数，nf
n
为第n级电路的噪声系数，n为所述射频前端的级联电路的级数，g1为第一级电路的增益，g2为第二级电路的增益，g
n
‑1为第n
‑
1级电路的增益；
[0020]
所述射频前端还包括检波对数视频放大器。
[0021]
本发明采用宽带单比特接收机技术和多通道干涉仪技术相结合，对空间雷达信号进行监测和截获，完成雷达信号频率、脉宽、重复频率、方位信息的测量，并通过复杂信号分选后得到空间存在的雷达信号，同时也能对关注的频段和目标进行详细分析，测量其脉间和脉内调制特性。本发明中干涉仪接收天线阵为了节约能源和提高测量精度，干涉仪接收天线阵不是实时开启的，然而为了避免干涉仪接收天线阵中的各向天线在间隔开机的空窗时间内遗失雷达信号，本发明利用全向天线感知广域的雷达信号，并判断出雷达信号的方向，然后再将感知到的雷达信号的方位信号传递给干涉仪接收天线阵，继而开启对应方向的各向天线进行雷达信号收集；干涉仪接收天线阵打开对应覆盖范围广，工作频段2～18ghz，涵盖了搜索/跟踪雷达、火控雷达、成像雷达和部分弹载雷达频段；既具有瞬时全频段、全方位快速频谱监视功能，也具有一定带宽和方位内的雷达信号分选、脉间分析和脉内调制特征分析功能；具有对某一部雷达信号的指纹特征分析功能。
附图说明
[0022]
图1是本发明的原理示意图，
[0023]
图2是本发明中2～6ghz天线阵的原理示意图，
[0024]
图3是本发明中6～18ghz天线阵的原理示意图，
[0025]
图4是本发明中2～18ghz接收前端的原理示意图，
[0026]
图5是本发明中2～8ghz下变频模组的原理示意图，
[0027]
图6是本发明中8～18ghz下变频模组的原理示意图，
[0028]
图7是本发明中接收机箱的原理示意图，
[0029]
图8是本发明中4点旋转因子量化图，
[0030]
图9是本发明中8点旋转因子量化图，
[0031]
图10是本发明中12点旋转因子量化图，
[0032]
图11是本发明中4点旋转因子量化时动态范围与输入信号量化位数关系图，
[0033]
图12是本发明中8点旋转因子量化时动态范围与输入信号量化位数关系图，
[0034]
图13是本发明中12点旋转因子量化时动态范围与输入信号量化位数关系图，
[0035]
图14是本发明输入信号1bit量化、旋转因子4点量化时的时
‑
频等高线图，
[0036]
图15是本发明输入信号2bit量化、旋转因子8点量化时的时
‑
频等高线图，
[0037]
图16是常规stft计算得到的时
‑
频等高线图，
[0038]
图17是本发明量化后stft计算得到的时
‑
频等高线图。
具体实施方式
[0039]
以下结合附图1
‑
17进一步说明本发明，本发明包括微波机箱、接收机箱和显示控制单元，所述微波机箱、接收机箱和显示控制单元之间具有通讯连接；
[0040]
所述微波机箱包括干涉仪接收天线阵、全向天线、接收前端和下变频模块，所述接收前端前接所述的干涉仪接收天线阵和全向天线，所述接收前端后接所述下变频模块；
[0041]
所述干涉仪接收天线阵和全向天线的信号接入所述接收前端，所述接收前端发出信号一和信号二，所述接收前端的信号一接入所述下变频模块；
[0042]
所述接收机箱包括数字干涉仪接收机、单比特接收机、存储模块和信号分选及主控模块，所述数字干涉仪接收机前接所述下变频模块，所述接收前端的信号二接入所述单比特接收机；
[0043]
所述信号分选及主控模块分别与所述数字干涉仪接收机、单比特接收机和存储模块相连接，
[0044]
所述显示控制单元设在所述接收机箱外，所述显示控制单元连接所述信号分选及主控模块。
[0045]
本发明采用宽带单比特接收机技术和多通道干涉仪技术相结合，对空间雷达信号进行监测和截获，完成雷达信号频率、脉宽、重复频率、方位信息的测量，并通过复杂信号分选后得到空间存在的雷达信号，同时也能对关注的频段和目标进行详细分析，测量其脉间和脉内调制特性。本发明中干涉仪接收天线阵为了节约能源和提高测量精度，干涉仪接收天线阵不是实时开启的，然而为了避免干涉仪接收天线阵中的各向天线在间隔开机的空窗时间内遗失雷达信号，本发明利用全向天线感知广域的雷达信号，并判断出雷达信号的方向，然后再将感知到的雷达信号的方位信号传递给干涉仪接收天线阵，继而开启对应方向的各向天线进行雷达信号收集；干涉仪接收天线阵打开对应覆盖范围广，工作频段2～18ghz，涵盖了搜索/跟踪雷达、火控雷达、成像雷达和部分弹载雷达频段；既具有瞬时全频段、全方位快速频谱监视功能，也具有一定带宽和方位内的雷达信号分选、脉间分析和脉内调制特征分析功能；具有对某一部雷达信号的指纹特征分析功能。
[0046]
所述干涉仪接收天线阵包括四只2～6ghz定向天线构成的天线阵一，以及四只6～18ghz定向天线构成的天线阵二；所述天线阵一的四只2～6ghz定向天线环形均布，所述天线阵二的四只6～18ghz定向天线环形均布。
[0047]
所述接收前端包括2～6ghz射频前端模块和6～18ghz射频前端模块，
[0048]
所述2～6ghz射频前端模块包括四个通道一，每个所述通道一包括依次连接的耦
合器一、滤波器一、限幅器一、低噪声放大器一和程控衰减器一；各所述通道一内的耦合器一一一对应地前接所述天线阵一的各所述2～6ghz天线，各所述通道一内的耦合器一还前接有校准信号一；
[0049]
所述6～18ghz射频前端模块包括四个通道二，每个所述通道二包括依次连接的耦合器二、滤波器二、限幅器二、低噪声放大器二和程控衰减器二；各所述通道二内的耦合器二一一对应地前接所述天线阵二的各所述6～18ghz天线，各所述通道二内的耦合器二还前接有校准信号二。
[0050]
耦合器同时接入外部信号和校准信号并合成，
[0051]
滤波器滤除环境中带外信号，
[0052]
限幅器保护后端电路不被大功率输入信号烧毁，
[0053]
低噪声放大器补偿链路损耗，
[0054]
程控衰减器实现输入信号手动调节动态。
[0055]
如图2所示，2～6ghz天线阵包括4个定向天线，共4路2～6ghz射频信号进入2～6ghz接收前端，2～6ghz接收前端对进入的雷达信号进行滤波、限幅、放大和灵敏度控制，将4路信号输入2～18ghz下变频。
[0056]
如图3所示，6～18ghz天线阵包括4个定向天线，共4路6～18ghz射频信号进入6～18ghz接收前端，6～18ghz接收前端对进入的雷达信号进行滤波、限幅、放大和灵敏度控制，将4路信号输入2～18ghz下变频。
[0057]
每个接收前端的输入端为一个耦合器，完成外部接收信号和校准输入信号的合成，之后将信号进行滤波、限幅、放大后输出给2～18下变频单元，滤波器滤除环境中带外信号，限幅器保护后端电路不被大功率输入信号烧毁，低噪声放大器补偿链路损耗，程控衰减器实现输入信号手动调节动态。
[0058]
当设备在监测模式时，校准输入会关断，保证校准支路输入信号对测向无影响。当设备工作在自检模式时，校准信号输入功率较高，外部接收信号对校准支路无影响。
[0059]
将信号进行滤波、限幅、放大后功分两路。一路输出给2～18下变频单元，一路输出给单比特接收机。
[0060]
所述下变频模块包括2～8ghz下变频模组和8～18ghz下变频模组，将输入的2～8ghz、8～18ghz射频信号进行下变频至中频1.3～2.3ghz，并将信号一处理后传递至所述接收机箱。接收机箱(中频)是整个数字信号处理的核心，承担了中频模拟信号到数字信号的转换，以及完成中频带宽内信号监测和参数测量。主要完成对2～18ghz下变频单元输出的1.8ghz
±
500mhz的进行12bit@2.4gsps的高速采集，获得高速adc数据，进入fpga中进行信号检测和参数测量，完成数字信道化、参测等处理，同时单比特接收机进行全空域频率测量，获得pdw(脉冲描述字)参数后进行信号分选，得到edw(辐射源描述字)数据，传输到显控设备，进行数据存储和计算处理。
[0061]
如图7所示，数字接收板接收来自下变频单元输出的4路测向信号和1路压副瓣信号，完成中频信号的采集、脉冲检测、参数测量、测向功能，将pdw发送给信号分选板，将ad数据和pdw数据发送给信号录取板。
[0062]
信号分选及主控板对pdw进行分选，得到edw数据并上报上位机，接收上位机的控制命令实现对数字接收板、信号分选板、数据录取板的控制。
[0063]
信号录取板接收ad数据并记录。
[0064]
所述单比特接收机包括射频前端、模/数转换单元、快速傅里叶变换单元和选频逻辑单元。
[0065]
由于限幅放大器的输出恒定,所以理论上采用一个1bit的adc就可以满足要求。实际上，一个2bitadc的性能要比1bitadc的性能优越,但是超过3bit时比特数的增加几乎不能带来接收机性能的提高,这主要是因为限幅放大器的特性和单比特接收机的特殊fft算法设计，综合fft算法设计和系统实时性的要求，本发明采用2bitadc设计。本发明适应的信号环境频率范围为2～18ghz，为了覆盖16ghz的带宽,根据nyquist采样定理，adc采样率至少需达32gsps。同时,考虑到输入滤波器幅频特性不可能为理想的矩形,其幅频特性一般更近似于平滑后的梯形，因而实际滤波器的带宽具有一定的展宽，因此adc的采样率一般需要按输入带宽的2.5倍设计。因此,本发明单比特接收机的adc的采样率设计为40gsps。
[0066]
fft单元是单比特接收机的核心部分。设计单比特接收机的目的是为了在离散傅里叶变换(dft，fft是dft的快速算法)的计算过程中避免乘法运算，只保留加法运算，这样就大大降低了fft(dft的快速算法)的处理时间。
[0067]
离散傅里叶变换dft可以表示为：
[0068][0069]
上式中，x(n)为整合好的输入数据中的第n个数，n为经整合好的数据点数，n、k均为整数，为核(kernel)函数，也称旋转因子。
[0070]
由上式可以看出，离散傅里叶变换(dft)由输入数据x(n)和旋转因子的乘积相加获得。如果x(n)＝
±
1，则输入数据与旋转因子之间就不需进行乘法运算，只需要作加法和减法运算，所需运算复杂度就大大降低。
[0071]
由于采样位数较少，所以x(n)的量化形式比较简单。然而旋转因子是个浮点值，而且有n种选择，显然应用蝶型fft运算时，除了第一级以外仍然需要涉及复数的浮点算法，fft的运算速度并未有效降低。如果能够进一步将旋转因子缩减为有限个数值(该值应远小于n)，并用相近的整数复数值(实部、虚部均为整数)替代，那么无疑会显著降低运算复杂度，并且更有利于采用fpga这样擅长定点并行运算的硬件实现。很显然，应用少量的旋转因子替代大量的旋转因子，必然会引入一定的相位误差，但是这样却换取了信号处理速度大幅提升的巨大优势。旋转因子是一个复函数，因此它不能用1bit的实数来表示，表示旋转因子最简化的方法是用1bit表示实部，lbit表示虚部。图8为实部和虚部都量化成1位的4点旋转因子量化图，此时旋转因子的取值分布在复平面的单位圆上，可以有
±
1，
±
j四种取值，此时，旋转因子可表示为：
[0072][0073]
由图8可知：0≤θ≤π/4，7π/4≤θ＜2π时，旋转因子量化为1；3π/4≤θ＜5π/4时，旋转因子量化为
‑
1；π/4≤θ＜3π/4时，旋转因子量化为j；5π/4≤θ＜7π/4时，旋转因子量化为
‑
j。
[0074]
实际上，旋转因子的选取还可以更精细，比如8点、12点、24点等，但是越复杂的旋
转因子计算起来越麻烦，而且在量化精度固定的情况下，并不是旋转因子越精细越好，往往需要根据系统需求和硬件速度进行折中选取，一般最多取到12点。8点旋转因子量化值如图9所示。
[0075]
图9中，正方形的4个顶点分别为1 j、
‑
1 j、
‑1‑
j、1
‑
j，它们与单位圆的交点分别为
[0076]
图9中，旋转因子可以按以下方式(方式1)进行8点量化：0≤θ≤π/8，15π/8≤θ＜2π时，旋转因子量化为1；π/8≤θ＜3π/8时，旋转因子量化为1 j；3π/8≤θ＜5π/8时，旋转因子量化为j；5π/8≤θ＜7π/8时，旋转因子量化为
‑
1 j；7π/8≤θ≤9π/8时，旋转因子量化为
‑
1；9π/8≤θ＜11π/8时，旋转因子量化为
‑1‑
j；11π/8≤θ＜13π/8时，旋转因子量化为
‑
j；13π/8≤θ＜15π/8时，旋转因子量化为1
‑
j。
[0077]
图9中，旋转因子还可以按以下方式(方式2)进行8点近似：0≤θ≤π/8，15π/8≤θ＜2π时，旋转因子近似为1；π/8≤θ＜3π/8时，旋转因子近似为3π/8≤θ＜5π/8时，旋转因子近似为j；5π/8≤θ＜7π/8时，旋转因子近似为7π/8≤θ≤9π/8时，旋转因子近似为
‑
1；9π/8≤θ＜11π/8时，旋转因子近似为11π/8≤θ＜13π/8时，旋转因子近似为
‑
j；13π/8≤θ＜15π/8时，旋转因子近似为
[0078]
由图9可以看出，采用方式1进行量化与采用方式2近似的区别仅仅为方式2中的系数由图9同样可以看出，采用方式1进行量化产生的误差与采用方式2进行近似产生的误差大。但是，由于采用方式2时需要乘以系数小数乘法运算使得fpga的运算量大大增加。因此，如果需要重点考虑系统的实时性，则选择方式1的量化方式；如果需要重点考虑系统的截获概率，则选择方式2的近似方式。
[0079]
依照8点旋转因子量化与8点旋转因子近似的分析过程，同样可得12点旋转因子量化与12点旋转因子近似。但是，一方面，12点旋转因子量化与12点旋转因子近似产生的误差相较于8点旋转因子量化与8点旋转因子近似产生的误差要小得多；另一方面，12点旋转因子近似所需的乘法运算量更大，运算速度更慢。因此，一般只采用12点旋转因子量化方式进行fft运算。12点旋转因子的量化值如图10所示。由图10可知，12点旋转因子量化方式中将单位圆的半径放大到2，这样就将12个量化值由1、1 0.5j、0.5 j、j、
‑
0.5 j、
‑
1 0.5j、
‑
1、
‑1‑
0.5j、
‑
0.5
‑
j、
‑
j、0.5
‑
j、1
‑
0.5j分别变为2、2 j、1 2j、2j、
‑
1 2j、
‑
2 j、
‑
2、
‑2‑
j、
‑1‑
2j、
‑
2j、1
‑
2j、2
‑
j,避免了小数运算，而乘2运算可以通过左移一位实现，在硬件上和加1减1运算一样简单，提高了运算速度。
[0080]
除双信号动态范围偏小之外，单比特接收机与dft接收机的性能类似，因此提高双信号动态范围是提高单比特接收机性能的关键。从前面的分析可以看出，限制其动态范围的主要因素是输入信号的量化位数太低，因此增加输入信号的量化位数是提高双信号动态范围的关键。采用输入信号频率为f1＝3ghz的简单脉冲信号以及频率为f2＝3.75ghz的简单脉冲信号作为两个同时到达信号对单比特接收机动态范围进行了仿真，snr＝2。将输入
信号分别进行1bit、2bit、4bit量化，旋转因子取4点、8点、12点量化后仿真得到量化位数与双信号动态范围关系分别如图8～图10所示。
[0081]
对图8～图10进行分析，从中可以看出：(1)旋转因子取4点、8点、12点量化后，动态范围随着量化位数的增加而增加，8点量化的动态范围比4点量化的动态范围大9db，而12点量化的动态范围比8点量化的动态范围只大1db。因此，进一步增加旋转因子的量化点数对单比特接收系统动态范围的改善很小。(2)在同一旋转因子的量化点数时，将输入信号分别进行1bit、2bit、4bit量化时，量化位数2bit时动态范围比量化位数1bit时动态范围增大很多，而量化位数4bit时动态范围与量化位数2bit时动态范围几乎没有变化。因此，进一步增加输入信号量化位数对单比特接收系统动态范围的改善很小。
[0082]
与此同时，由ad采样量化理论可知，量化会产生谐波，量化位数越低，产生的谐波越多，因此输入信号2bit量化、旋转因子8点量化时单比特接收系统产生的谐波会小于输入信号1bit量化、旋转因子4点量化时。
[0083]
根据上述分析，综合系统截获概率与实时性要求，本发明单比特接收系统采用输入信号2bit量化、旋转因子8点量化的设计方法。本发明采用输入信号频率为f1＝2ghz的简单脉冲信号以及频率为f2＝2.375ghz、带宽50mhz的线性调频信号作为两个同时到达信号进行了实际采集分析，采用短时傅里叶变换(stft),在同一谱幅检测门限下，分别得到输入信号1bit量化、旋转因子4点量化时和输入信号2bit量化、旋转因子8点量化时的时
‑
频等高线图，结果如图14和图15所示。由图14可以看出，输入信号1bit量化、旋转因子4点量化时，两个输入信号不能进行很好地区分，因量化位数太少造成的频谱旁瓣太大，时
‑
频等高线图上出现了许多虚假频率。而图15中，因量化位数的增加使得频谱旁瓣幅度降低，虚假频率可以基本通过设置门限去除，因而可以较好地将两个信号进行检测、识别。图14和图15中，横坐标为归一化时间，纵坐标为归一化频率。
[0084]
中频数字接收机/情报分析单元同样是本发明的核心之一，承担了中频模拟信号到数字信号的转换，以及完成中频带宽内信号监测和参数测量。主要完成对2～18ghz下变频单元输出的中频信号进行12bit@3.2gsps的高速采集，获得高速adc数据，进入fpga中进行信号检测和参数测量，完成数字信道化、参测等处理，同时单比特接收机进行全空域频率测量，获得pdw参数后进行信号分选，得到edw数据，传输到显控设备，进行数据存储和计算处理。
[0085]
中频接收机硬件主要为1块数字接收机/情报分析单元、1块信号分选及主控模块、1块数据录取板组成，如图7所示。
[0086]
中频数字接收机接收来自下变频单元输出的中频4路测向信号和根据单比特接收机产生的1路压副瓣信号，完成中频信号的采集、脉冲检测、参数测量、测向功能，并将产生的pdw发送给信号分选及主控模块，将ad数据和pdw数据发送给存储模块。数字接收机同时根据显控模块下发的情报分析命令，下变频产生50mhz、400mhz可选的带宽信号送给情报分析单元，情报分析单元根据显控命令进行相应的分析。400mhz带宽信号用于该带宽内多部信号的脉间特征(常规脉冲、重频参差、重频抖动、频率捷变雷达、频率分集等)、脉内特征分析(线性调频、非线性调频、二相码、四相码、频率编码等)；50mhz带宽信号用于该带宽内某一信号的指纹特征分析，如精确脉内调制类型分析、频谱点数、频谱幅度方差、包络上升沿点数、包络下降沿点数等)。
[0087]
信号分选及主控模块对数字接收机产生的pdw(脉冲描述字)进行分选，得到辐射源描述字(edw)数据并上报显控模块；利用数据库完成对信号的识别，给出识别结果；对各频段侦察到的信号进行融合处理，减少同一批目标的多批显示等。
[0088]
存储模块接收数字接收机产生的ad采样数据并记录、回放，便于离线分析。存储模块硬件系统主要由cpu、协处理器、高速串行交换芯片、存储阵列，以及千兆网和光模块接口等组成。模块分为两部分：载卡和附加子卡，子卡提供4tb的容量。同时可根据实际需求，通过使用更大容量的flash颗粒，可扩展到10tb。
[0089]
时频分析是进行雷达信号调制类型识别的重要判别依据之一。本发明受上述单比特接收机fft单元实现方法分析的启示，对情报分析单元的400mhz带宽信号处理算法进行了改进设计，在不影响分析效果的前提下，提高了信号处理的速度，使情报分析单元更好地满足现场实时监测的要求。
[0090]
本发明中频数字接收机采用ti公司的高速模/数转换器adc12dj3200对下变频单元输出的中频信号进行高速采样，adc12dj3200为12bit、3.2gsps。在情报分析单元中，对于将采样信号下变频后的400mhz带宽信号，相当于至少在每个周期内采集8个数据(3.2/0.4＝8)，也就是说半个周期内至少采样4个数据。因此，本发明将待分析的信号量化为
‑
3、
‑
1、1和3，这样避免了小数乘法运算，同时将旋转因子进行8点近似。采用8点近似而不是8点量化，主要是因为400mhz情报分析的实时性要求相对于单比特接收机的实时性要求要低，因此以牺牲一定的实时性来保证分析精度。
[0091]
仍然采用输入信号频率为f1＝2ghz的简单脉冲信号以及频率为f2＝2.375ghz、带宽50mhz的线性调频信号作为两个同时到达信号进行实际分析。图16为采用常规stft算法得到的时
‑
频等高线图，图17为采用量化后stft算法得到的时
‑
频等高线图。由图16和图17可知，在同一谱幅检测门限下，能将两种信号进行识别，只是量化后stft计算结果中线性调频信号的带宽略有增加。考虑到400mhz带宽情报分析是用于实时监测而不是精确的指纹特征分析，这是可以接受的。
[0092]
所述射频前端的总噪声系数nf为：
[0093][0094]
nf1为第一级电路的噪声系数，nf2为第二级电路的噪声系数，nf3为第三级电路的噪声系数，nf
n
为第n级电路的噪声系数，n为所述射频前端的级联电路的级数，g1为第一级电路的增益，g2为第二级电路的增益，g
n
‑1为第n
‑
1级电路的增益；
[0095]
所述射频前端还包括检波对数视频放大器。动态范围是单比特接收机的射频接收前端的另一重要指标之一。本发明射频接收前端采用大动态检波对数视频放大器(dlva)，确保射频接收前端的大动态范围。在灵敏度状态下，通过设置放大器的增益电平使输入的脉冲信号通过大动态dlva后形成的信号为大动态dlva的最小可检测信号，通过设置放大器的输出使输入大动态dlva的射频信号为大动态dlva的最大可检测信号。这样，理论上就保证了在全输入动态范围内进入大动态dlva的射频信号均处于大动态dlva的动态范围之内，这就提高了单比特接收系统的整体动态范围。
[0096]
本发明并不局限于上述实施例，在本发明公开的技术方案的基础上，本领域的技术人员根据所公开的技术内容，不需要创造性的劳动就可以对其中的一些技术特征作出一
些替换和变形，这些替换和变形均在本发明的保护范围内。