多相AC/DC转换器的制作方法

多相ac/dc转换器
技术领域
1.本案是涉及一种多相ac/dc转换器，尤指一种具功率因数校正(power factor correction，pfc)的三相ac/dc转换器。


背景技术：

2.在三相ac/dc的应用中，通常需使用到前端pfc整流器，其中pfc整流器可提供输入三相电流中的低总谐波失真以及高功率因数。
3.图1示出了一种常用的现有三相整流器，其仅具有一个开关。该整流器执行功率因数校正，并通过使升压电感运行在非连续导通模式(discontinuous
‑
conduction mode，dcm)而实现低总谐波失真，其中升压电感在每个开关周期中皆完全放电。在dcm运行中，线电流自然依循线电压，从而改善总谐波失真及功率因数。由于并非直接控制电感电流，故多采用低带宽且开关频率固定的控制方式。如相关文献中所记载，整流器能够实现10％至20％的总谐波失真，仍属某些应用可接受的范围。
4.为了进一步缩小高功率应用中的电流失真，参考文献[1]中提供了图2所示的维也纳整流器。维也纳整流器可提供高效的ac/dc转换、输入电流中的低总谐波失真以及高功率因数。然而，维也纳整流器中包含过多组件，使其在低成本应用中不具备吸引力。
[0005]
图3示出了一种六开关升压转换器，其中功率可双向流动。据参考文献[2]所述，通过使用宽带隙器件(例如sic器件)，可同时提供高效率及高功率密度。然而，宽带隙器件的高成本使该转换器难以被广泛应用。
[0006]
图4示出了参考文献[3]中提出的两开关三相整流器。通过以y型连接方式连接电容c1、c2及c3，可获得一虚拟中性点。虚拟中性点还连接至两个开关的中点以及输出电容c
o1
及c
o2
的中点。此连接方式可使三相pfc整流器作为三个独立的单相pfc整流器进行运行，从而部分解耦大部分线路周期内的各相电流。如图5所示，此种结构在参考文献[4]中被进一步改良。图5中的整流器通过增加一电感性去耦级来提供更好的电磁干扰(emi)性能，使其可适用于快速高压变化的应用。
[0007]
近来，由于高输入电压的三相电源供应器可在相同的输入电流量下提供更多的功率，故其在高功率应用中(例如固态变压器)越发具有吸引力。为了在高输入电压的条件下运行图1至图5中的转换器，一种可能的方式为将低压装置直接替换为超高压装置，如参考文献[5]所载。然而，目前市场上并无供应超高压装置，且其价格在短期内亦将极为昂贵。另一种可能的方式为将前端桥臂电路进行级联，从而阻隔高输入电压，如参考文献[6]所载。然而，此种方式需要用于前端pfc的大量主动开关，同时还需利用多个dc/dc转换器来提供直流电流隔离，此将使系统中的开关数量进一步增加。
[0008]
参考文献：
[0009]
[1]j.w.kolar and f.c.zach,“a novel three
‑
phase utility interface minimizing line current harmonics of high
‑
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467,
aug.1997.
[0010]
[2]j.w.kolar and t.friedli,“the essence of three
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[3]jianping ying et al.,“integrated converter having three
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[0012]
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‑
phase soft
‑
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[5]madhusoodhanan et al.,“solid
‑
state transformer and mv grid tie applications enabled by 15kv sic igbts and 10kv sic mosfets based multilevel converters,”ieee transactions on industry applications,vol.51,no.4,pp.3343
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3360,july
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[6]x.she,a.q.huang and r.burgos,“review of solid
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state transformer technologies and their application in power distribution systems,”ieee journal of emerging and selected topics in power electronics,vol.1,no.3,pp.186
‑
198,sept.2013.


技术实现要素：

[0015]
根据本案一方面的构想，本案提供一种ac/dc转换器，包含：多个内部端，包含正内部端、负内部端及中性内部端；输入级，连接于正内部端、负内部端及中性内部端，且具有至少三个输入端，其中该至少三个输入端用以连接于三相交流电源；开关级，包含多个模块，其中每一模块包含多个开关及电容，至少一个模块连接于正内部端，至少一个模块连接于负内部端，至少两个模块连接于中性内部端；输出级，连接于正内部端，并提供直流电压至输出端，其中输出端用以连接于负载；以及控制器，具有连接于所有开关的多个控制信号输出端，并产生控制信号予所有开关。
[0016]
于一些实施例中，每一模块包含两个开关，且该两个开关及电容串联连接并形成回路。连接于正内部端的模块经由回路中的一节点而连接于正内部端，其中该节点连接于该模块中的两个开关。连接于负内部端的模块经由回路中的一节点而连接于负内部端，其中该节点连接于该模块中的两个开关。连接于中性内部端的至少两个模块中的第一个经由回路中的一节点而连接于中性内部端，其中该节点连接于该模块中的其中一个开关及电容。连接于中性内部端的至少两个模块中的第二个经由回路中的一节点而连接于中性内部端，其中该节点连接于该模块中的两个开关。
[0017]
于一些实施例中，开关级包含两个模块。该两个模块中的第一模块同时为连接于正内部端的模块及连接于中性内部端的至少两个模块中的该第一个。该两个模块中的第二模块同时为连接于负内部端的模块及连接于中性内部端的至少两个模块中的该第二个。
[0018]
于一些实施例中，开关级包含(n m)个模块，其中n和m为大于1的正整数，该(n m)个模块可分为n个第一模块及m个第二模块。在n个第一模块中，第一个第一模块为连接于正内部端的模块，第n个第一模块为连接于中性内部端的至少两个模块中的该第一个，第i个第一模块(1≤i≤n
‑
1)经由回路中连接于第i个第一模块的其中一个开关及电容的一节点，而连接于第(i 1)个第一模块的回路中连接于两个开关的一节点。在m个第二模块中，第一
个第二模块为连接于中性内部端的至少两个模块中的该第二个，第m个第二模块为连接于负内部端的模块，第j个第二模块(1≤j≤m
‑
1)经由回路中连接于第j个第二模块的其中一个开关及电容的一节点，而连接于第(j 1)个第二模块的回路中连接于两个开关的一节点。
[0019]
于一些实施例中，开关级包含(2n 2m)个模块，且n及m为正整数。每一模块包含两个开关，每一模块中的两个开关及电容串联连接并形成一回路。连接于正内部端的模块经由回路中的一节点而连接于正内部端，其中该节点连接于该模块中的两个开关。连接于负内部端的模块经由回路中的一节点而连接于负内部端，其中该节点连接于该模块中的两个开关。连接于中性内部端的至少两个模块中的第一个经由回路中的一节点而连接于中性内部端，其中该节点连接于该模块中的两个开关。连接于中性内部端的至少两个模块中的第二个经由回路中的一节点而连接于中性内部端，其中该节点连接于该模块中的两个开关。
[0020]
于一些实施例中，该(2n 2m)个模块可分为2n个第一模块及2m个第二模块，2n个第一模块均两两成对，2m个第二模块均两两成对。每一对模块具有一公共点，该公共点连接于各个对应的模块的其中一个开关及电容。
[0021]
于一些实施例中，n等于1，m等于1。连接于正内部端的模块与连接于中性内部端的至少两个模块中的该第一个成对。连接于负内部端的模块与连接于中性内部端的至少两个模块中的该第二个成对。
[0022]
于一些实施例中，输出级包含：多个电容，串联连接于正内部端与负内部端之间；变压器，包含第一绕组及第二绕组，其中第一绕组具有第一端及连接于中性内部端的第二端；串联连接于该多个电容的中间节点与变压器的第一绕组的第一端之间的谐振电感及谐振电容；以及全波二极管桥臂，连接于变压器的第二绕组及输出端。
[0023]
于一些实施例中，输出级还连接于负内部端及中性内部端。
[0024]
于一些实施例中，输出级为第一输出级，输出端为第一输出端，负载为第一负载。转换器还包含连接于负内部端的第二输出级，第二输出级提供直流电压至第二输出端，第二输出端用以连接于第二负载。
[0025]
于一些实施例中，输出级为第一输出级，输出端为第一输出端，正内部端为第一正内部端，负内部端为第一负内部端。转换器还包含：第二正内部端及第二负内部端，其中输入级还连接于第二正内部端及第二负内部端；第二开关级，包含串联连接于第二正内部端及第二负内部端之间的多个模块；以及第二输出级，连接于第一及第二负内部端，并提供直流电压至第二输出端。第一输出级还连接于该第二正内部端。
[0026]
根据本案另一方面的构想，本案提供一种ac/dc转换器，包含：多个输入端，用以连接于三相输入电压源；输入滤波级，耦接于该多个输入端，且连接于正节点、负节点及中性节点；开关级，包含n个半桥模块，其中n为大于1的正整数，该n个半桥模块串联连接于正节点与负节点之间，中性节点连接于第j个半桥模块及第(j 1)个半桥模块之间的串联路径，其中1≤j≤n
‑
1；输出级，连接于正节点，且提供直流电压至输出端，其中输出端用以连接于负载；以及控制器，在其多个控制信号输出端产生多个控制信号，其中该多个控制信号输出端连接于该n个半桥模块。
[0027]
于一些实施例中，每一半桥模块包含电容及两个开关，且该两个开关及电容串联连接并形成一回路。
[0028]
于一些实施例中，第一节点连接于第i个半桥模块的电容及其中一个开关，第二节
点连接于第(i 1)个半桥模块的两个开关，第一节点连接于第二节点，其中1≤i≤n
‑
1。
[0029]
于一些实施例中，n为正偶数，每一半桥模块与另一半桥模块成对而形成串接半桥模块。每一串接半桥模块具有公共节点，该公共节点连接于各个对应的半桥模块的电容及其中一个开关。
[0030]
于一些实施例中，每一半桥模块具有连接于其两个开关的开关连接节点。形成任一串接半桥模块的一对半桥模块包含上半桥模块及下半桥模块。所有串接半桥模块相互串联连接，于每k个串接半桥模块中(2≤k≤n/2)，第k个串接半桥模块的上半桥模块的开关连接节点连接于第(k
‑
1)个串接半桥模块的下半桥模块的开关连接节点。
[0031]
于一些实施例中，输入滤波级包含：emi滤波器，连接于所有输入端；三相二极管桥臂，连接于正节点及负节点；多个升压电感，连接于二极管桥臂及emi滤波器；以及多个电容，其中每一电容连接于该多个升压电感中的一个与中性节点之间。
[0032]
于一些实施例中，输出级还连接于该中性节点。
[0033]
于一些实施例中，该多个输入端包含一电源中性端，输出级还连接于电源中性端。
[0034]
于一些实施例中，输出级包含：全波二极管桥臂，连接于输出端，其中输出端用以连接于负载；多个电容，串联连接于正节点与负节点之间；变压器，包含第一绕组及第二绕组，其中第一绕组具有第一端及第二端，第二绕组连接于全波二极管桥臂；以及串联连接于该多个电容的中间节点与变压器的第一绕组的第一端之间的谐振电感及谐振电容。
[0035]
于一些实施例中，该负载为第一负载，输出端还连接于第二负载。
[0036]
根据本案另一方面的构想，本案提供一种ac/dc转换器，包含：多个输入端，用以连接于三相输入电压源；输入滤波级，耦接于该多个输入端，且连接于正节点、负节点及中性节点；第一开关级，包含n个半桥模块，其中n为大于1的正整数，该n个半桥模块串联连接于正节点与负节点之间，中性节点连接于第i个半桥模块及第(i 1)个半桥模块之间的串联路径，其中1≤i≤n
‑
1；第二开关级，包含m个半桥模块，其中m为大于1的正整数，该m个半桥模块串联连接于正节点与负节点之间；输出级，连接于中性节点及串接节点，其中串接节点位于第二开关级中串联连接的第j个半桥模块与第(j 1)个半桥模块之间，1≤j≤m 1，输出级还具有用以连接于负载的输出端；以及控制器，在其多个控制信号输出端产生多个控制信号，其中该多个控制信号输出端连接于第一及第二开关级中的所有半桥模块。
[0037]
于一些实施例中，控制器提供给第二开关级的控制信号相对于第一开关级的控制信号具有相位偏移。
附图说明
[0038]
图1示出了一种传统的三相单开关pfc dcm升压整流电路。
[0039]
图2示出了一种传统的三相维也纳pfc整流电路。
[0040]
图3示出了一种传统的三相六开关pfc升压整流电路。
[0041]
图4示出了一种传统的三相两开关pfc dcm升压整流电路，其具有虚拟中性点及两个分流输出电容。
[0042]
图5示出了一种传统的三相两开关零电压切换(zero voltage switching，zvs)pfc dcm升压整流电路。
[0043]
图6a示出了本案优选实施例的三相四开关zvs pfc dcm升压整流电路。
[0044]
图6b示出了本案优选实施例的图6a所示的整流电路的简化模型，图中示出电压及电流的参考方向。
[0045]
图6c示出了本案优选实施例的图6a所示的整流电路在一开关周期中的关键波形。
[0046]
图6d为图6a所示的ac/dc转换器600的半桥模块的放大示意图。
[0047]
图7a示出了本案优选实施例的通用三相zvs pfc dcm升压整流电路，其包含6m个二极管及2n个半桥模块，其中m及n为正整数。
[0048]
图7b示出了本案优选实施例的图7a所示的整流电路在一开关周期中的关键波形。
[0049]
图8示出了本案优选实施例的通用三相zvs pfc dcm升压整流电路，其在6m个二极管及2n个半桥模块的基础上还包含多个直流侧电容。
[0050]
图9a示出了本案优选实施例的通用三相zvs pfc dcm升压整流电路，其包含6m个二极管及2n个串接半桥模块。
[0051]
图9b示出了本案优选实施例的图9a所示的整流电路在一开关周期中的关键波形。
[0052]
图9c为图9a所示的串接半桥模块的放大示意图。
[0053]
图10示出了本案优选实施例的通用三相zvs pfc dcm升压整流电路，其包含两个独立负载。
[0054]
图11示出了本案优选实施例的通用三相zvs pfc dcm升压整流电路，其包含两个独立电感及两个独立负载。
[0055]
图12示出了本案优选实施例的通用三相zvs pfc dcm升压整流电路，其在虚拟中性点与两分流输出电容的中点之间包含阻隔电容。
[0056]
图13示出了本案优选实施例的通用三相zvs pfc dcm升压整流电路，其中输入源中性点与两分流输出电容的中点相连接。
[0057]
图14示出了本案优选实施例的通用三相zvs pfc dcm升压整流电路，其包含浪涌电流控制器。
[0058]
图15示出了本案优选实施例的通用三相zvs pfc dcm升压整流电路，其中输入桥式整流器包含可控开关。
[0059]
图16a示出了本案优选实施例的隔离式三相四开关zvs pfc dcm升压整流电路。
[0060]
图16b示出了本案优选实施例的图16a所示的整流电路在一开关周期中的关键波形。
[0061]
图17a示出了本案优选实施例的通用隔离式三相zvs pfc dcm升压整流电路，其包含6m个二极管及2n个半桥模块。
[0062]
图17b示出了本案优选实施例的图17a所示的整流电路在一开关周期中的关键波形。
[0063]
图18示出了本案优选实施例的通用隔离式三相zvs pfc dcm升压整流电路，其在6m个二极管及2n个半桥模块的基础上还包含两个变压器及两个独立负载。
[0064]
图19示出了本案优选实施例的通用隔离式三相zvs pfc dcm升压整流电路，其在6m个二极管及2n个半桥模块的基础上还包含2n个变压器及2n个独立负载。
[0065]
图20a示出了本案优选实施例的通用隔离式三相zvs pfc dcm升压整流电路，其包含6m个二极管及2n个串接半桥模块。
[0066]
图20b示出了本案优选实施例的图20a所示的整流电路在一开关周期中的关键波
形。
[0067]
图21示出了本案优选实施例的通用隔离式三相zvs pfc dcm升压整流电路，其在6m个二极管及2n个串接半桥模块的基础上还包含2n个变压器及2n个独立负载。
[0068]
图22a示出了本案优选实施例的通用隔离式三相zvs pfc dcm升压整流电路，其在6m个二极管及两组2n个串接半桥模块的基础上还包含频率控制器及相移控制器。
[0069]
图22b示出了本案优选实施例的图22a所示的整流电路于相移控制下在一开关周期中的关键波形。
[0070]
图23示出了本案优选实施例的交错或并联的三相四开关zvs pfc dcm升压整流电路。
[0071]
图24示出了本案优选实施例的通用交错或并联的三相隔离式zvs pfc dcm升压整流电路。
[0072]
图25示出了本案优选实施例的通用交错或并联的三相隔离式zvs pfc dcm升压整流电路，其中每一整流开关转换级包含2n个独立负载。
[0073]
图26a示出了本案优选实施例的通用交错或并联的三相隔离式zvs pfc dcm升压整流电路，其包含两个变压器且处于相移控制下。
[0074]
图26b示出了本案优选实施例的图26a所示的整流电路于相移控制下在一开关周期中的关键波形。
[0075]
图27示出了本案优选实施例的通用交错或并联的三相隔离式zvs pfc dcm升压整流电路，其在多个串接半桥模块的基础上还包含两个变压器，且处于相移控制下。
[0076]
图28示出了本案优选实施例的通用交错或并联的三相隔离式zvs pfc dcm升压整流电路，其包含单一变压器且处于相移控制下，其中变压器具有两个初级侧绕组。
[0077]
图29示出了本案优选实施例的通用交错或并联的三相隔离式zvs pfc dcm升压整流电路，其包含两个变压器及单一负载，且处于相移控制下。
[0078]
其中，附图标记说明如下：
[0079]
600：转换器
[0080]
l1、l2、l3：升压电感
[0081]
‑
c1、c2、c3：电容
[0082]
610：emi滤波器
[0083]
v
a
、v
b
、v
c
：输入电压端
[0084]
620：三相二极管桥臂
[0085]
630：开关转换级
[0086]
632、634：半桥模块
[0087]
s1、s2、s3、s4：开关
[0088]
c
m1
、c
m2
：飞跨电容
[0089]
n：公共点
[0090]
c
o1
、c
o2
：输出电容
[0091]
r：负载
[0092]
d1、d2、d3、d4、d5、d6：二极管
[0093]
640：控制器
[0094]
l
c
：电感
[0095]
650：输出级
[0096]
v
an
、v
bn
、v
cn
、v
co1
、v
co2
：电压源
[0097]
v
o
：输出电压
[0098]
v
cm1
、v
cm2
：电压
[0099]
t0、t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7：时刻
[0100]
i
l1
、i
l2
、i
l3
、i
s1
、i
s2
、i
s3
、i
s4
、i
lc
：电流
[0101]
v
s1
、v
s2
、v
s3
、v
s4
：电压
[0102]
gs1、gs2、gs3、gs4：驱动信号
[0103]
601、602：节点
[0104]
s
1a
、s
1b
、s
na
、s
nb
、s
(n 1)a
、s
(n 1)b
、s
2na
、s
2nb
：开关
[0105]
d
a1
、d
am
、d
b1
、d
bm
、d
c1
、d
cm
、d
d1
、d
dm
、d
e1
、d
em
、d
f1
、d
fm
：二极管
[0106]
c
dc
：直流侧电容
[0107]
633、635：串接半桥模块
[0108]
s
1c
、s
1d
、s
2nc
、s
2nd
：开关
[0109]
6331、6332、6333、6334：半桥单元
[0110]
c
m11
、c
m12
、c
m21
、c
m22
：电容
[0111]
r1、r2：负载
[0112]
l
o1
、l
o2
：电感
[0113]
c
b
：阻隔电容
[0114]
c
dc1
、c
dc2
：直流侧电容
[0115]
m：中点
[0116]
l
r
：谐振电感
[0117]
c
r
：谐振电容
[0118]
i
lr
：谐振电流
[0119]
v
mn
：电压
[0120]
tr、tr1、tr2：变压器
具体实施方式
[0121]
体现本案特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本案能够在不同的态样上具有各种的变化，其皆不脱离本案的范围，且其中的说明及图示在本质上是当作说明之用，而非架构于限制本案。
[0122]
发明人已认识到对于高输入电压及大功率应用，需要具有高度可扩展性、低成本、低输入电流谐波及高功率因数的三相整流器。本案涉及一种三相ac/dc转换器，其提供极低的输入电流总谐波失真和良好的功率因数，且可实现对于主动开关的软开关切换。此外，本案将同时述及隔离式及非隔离式的整流器的实施态样。
[0123]
图6a示出了本案优选实施例的三相zvs pfc dcm低输入电流谐波ac/dc转换器600(亦可称作整流电路600)。转换器600包含三个升压电感l1、l2及l3和以y型或星型配置连接的三个电容c1、c2及c3，其中三个升压电感l1、l2及l3通过emi滤波器610耦接于三相输入电压
端v
a
、v
b
及v
c
。在升压电感l1、l2及l3后为三相二极管桥臂620和开关转换级630。开关转换级630包含两个半桥模块632及634，其中每个半桥模块632、634包含两个串联连接的主动开关(即半桥模块632中的s1及s2，以及半桥模块634中的s3及s4)，且与飞跨电容(即对应于半桥模块632的c
m1
，以及对应于半桥模块634的c
m2
)耦合。于一些实施例中，开关s1、s2、s3及s4可为金属氧化物半导体场效晶体管(metal
‑
oxide
‑
semiconductor field
‑
effect transistor，mosfet)或具有反平行二极管的绝缘闸双极晶体管(insulated gate bipolar transistor，igbt)，但不以此为限，其亦可为任一适当的开关类型。
[0124]
图6d为图6a中的ac/dc转换器600的半桥模块632、634的放大示意图。如图6a及图6d所示，半桥模块632的输出点连接于三相二极管桥臂620的正端，且半桥模块632的底端连接于半桥模块634的输出点。半桥模块634的底端连接于三相二极管桥臂620的负端。输入滤波电容c1、c2及c3的公共点n连接于半桥模块632的底端及分流输出电容c
o1
及c
o2
的中点。于此实施例中，输出电容c
o1
及c
o2
(即输出滤波电容)经由单一负载r而相耦合。
[0125]
呈y型连接的电容c1、c2及c3产生虚拟接地端，此虚拟接地端为与输入电压源中性公共点n具有相同电位的一节点，且此虚拟接地端在三线系统中并非实体存在。公共点n直接连接于两个半桥模块化电路(即模块632和634)之间的中点，且三个输入电流彼此解耦。由于此解耦关系，故任一电感l1、l2或l3中的电流仅取决于对应的输入相电压，因而可获得低总谐波失真及高功率因数。
[0126]
转换器600还可包含控制器640，以提供开关信号给开关s1、s2、s3及s4。开关s1和s4的开关信号相同，开关s2和s3的开关信号相同。开关信号的占空比可被固定在实质为50％，且每个半桥模块632、634中的两个开关的开关信号互补。开关信号可包含较短的死区时间，意即每一开关对在略早于相对的开关对导通前进行关断，使得所有开关s1、s2、s3及s4短暂地在死区时间内处于关断状态。当开关s1及s4导通时，可看出公共点n连接于三相二极管桥臂620的负端，开关s3阻隔电容c
m2
的电压，电容c
m1
成为直流侧电容。类似地，当开关s2及s3导通时，可看到公共点n连接到三相二极管桥臂620的正端，开关s1阻隔电容c
m1
的电压，电容c
m2
成为直流侧电容。因此，电容c
m1
或c
m2
上的电容电压等于输出电压，且在此配置中，每一开关s1、s2、s3及s4皆需要阻隔全部的输出电压。
[0127]
于一些实施例中，控制器640可用以基于以下信息中的至少一项来改变开关s1、s2、s3及s4的开关频率：输入三相电压、输入三相电流、直流侧电容电压、输出电压及输出电流。可利用任一适当的设备来测量控制器用以进行控制的电压或电流，例如模拟数字转换器、电流电压转换器等等。最小开关频率取决于满载和最小输入电压，而最大开关频率则取决于轻载和最大输入电压。若ac/dc转换器被要求在极轻载或无负载的情况下运行，则为了避免极高频运行，可采用可控的突发模式(burst mode)或脉冲省略模式(pulse skip mode)。脉冲宽度调变控制为转换器的另一种可能控制方案，但其无法在满载范围内实现zvs。开关频率可由控制器以任一适当方式根据所感测的数值来确定。例如参考文献[4]中述及的可变频率控制亦可适用于许多实施例中。
[0128]
在图6a的电路的运行过程中的难点在于平衡半桥模块632及634的飞跨电容c
m1
及c
m2
的电压。在运行期间，可感测半桥模块632及634的电容c
m1
及c
m2
的电压。当检测到不平衡电压时，控制器将调整开关s1、s2、s3及s4的占空比。为了提升转换器600的可靠性，半桥模块632及634中的电容c
m1
及c
m2
以具有相对较大的电容值为佳，从而减少在运行期间发生电压
不平衡的可能性。
[0129]
通过以dcm运行升压电感并采取可变频率调变控制策略，转换器600可提供较低的输入电流总谐波失真、较高的功率因数及开关的zvs。此外，在具有多个串接负载的情况下，转换器600中的共模噪声降低，且可自动平衡各个分流电容。
[0130]
在每个开关周期中，三相二极管桥臂620的正端及负端的电压可能快速变化，并导致较高的dv/dt值。于一些实施例中，电感l
c
连接于开关转换级630与输出级650之间，以使输出与该些快速高压变化相隔离，借此避免产生不可接受的共模emi噪声。
[0131]
图6b示出了图6a中的转换器600的简化模型，且图6b中示出了电压及电流的参考方向。为简化对于电路运行的分析，假设输入滤波电容c1、c2及c3和输出电容c
o1
及c
o2
(即输出滤波电容)的纹波电压可忽略不计，故将该些电容的电压分别以恒定电压源v
an
、v
bn
、v
cn
、v
co1
及v
co2
表示。由于半桥模块632及634中的电容c
m1
及c
m2
上的平均电压均等于输出电压v
o
(v
o
＝v
co1
v
co2
)，故半桥模块632及634中的电容c
m1
及c
m2
分别作为恒定电压v
cm1
及v
cm2
。电路中的半导体被假定是导通电阻为零的理想开关。然图6b中示出了输出电容来说明开关期间的瞬态变化。最后，耦合电感l
c
被视作理想变压器以简化分析。
[0132]
图6c示出了本案优选实施例的功率级在一开关周期中的关键波形。图6c中的电流和电压的参考方向对应于线周期的60度区段(即在v
an
>0、v
bn
<0且v
cn
<0时)。如图6c中的开关s1至s4的栅极驱动时序所示，开关s1和s2互补运行，且在其中一个开关的导通和另一开关的关断之间的死区时间短(例如t4至t3期间)。开关s1和s4具有相同的栅极驱动信号，而开关s2和s3具有相同的栅极驱动信号。
[0133]
在t＝t0时，根据闸控策略，开关s2和s3同时以零电压导通。l1上的电压变为v
an
(即为相位a的相电压)。流经l1的电流i
l1
开始以v
an
/l 1
的速率上升。电流i
l1
从t0到t3期间持续上升直至开关s2和s3关断。电感电流i
l1
的峰值出现在t3时，约为：
[0134][0135]
其中，ts为开关周期。l2上的电压为v
bn
v
cm2
，l3上的电压为v
cn
v
cm2
，而即便v
bn
和v
cn
为负值，l2及l3上的电压仍为正值。电感l2及l3的电流i
l2
及i
l3
分别以(v
bn
v
cm2
)/l2及(v
cn
v
cm2
)/l2的速率持续上升。开关s2和s3传导负电流。在节点601处应用克希荷夫电流定律(kirchhoff’s current law)可推得等式(2)。
[0136]
i
l1
＝i
lc
i
s2
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
[0137]
需注意的是，电流i
sn
(n等于1、2、3或4)为流经各开关模型的电流，意即为流经理想开关及对应平行电容和二极管的电流和。
[0138]
由于i
l1
在t＝0时近乎为零，故i
s2
等于
‑
i
lc
。此外，由于i
l1
为正，故i
s2
小于i
l1
，从而使转换器600中的开关表现出减小的功率损耗。类似地，在节点602处应用克希荷夫电流定律可获得等式(3)。
[0139]
i
l2
i
l3
i
lc
＝i
s3
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(3)
[0140]
在t0至t1期间，i
s2
及i
s3
均上升，而电流i
lc
下降。
[0141]
在t＝t1时，电流i
l2
上升至零，并将保持为零直到半开关周期结束。在电流i
l2
变为零后，于t＝t1时，i
s2
和i
s3
的上升斜率减小，且电流i
lc
的下降斜率亦减小。
[0142]
在t＝t2时，电流i
l3
上升至零，并将保持零直到半开关周期的结束。在i
l3
变为零后，
i
s2
和i
s3
的上升斜率进一步减小。开关s3的电流此时等于电流i
lc
，电容c
m2
继续向负载提供能量。
[0143]
在t＝t3时，开关s2和s3关断。部分的电感电流i
l1
对开关s2的输出电容充电，并对开关s1的输出电容放电。一旦将开关s2的输出电容的电压钳位至电容c
m1
的电压，则开关s1的反平行二极管开始导通电流。类似地，当开关s3的输出电容的电压被钳位至电容c
m2
的电压时，开关s4的反平行二极管开始导通电流。电流i
l1
在t＝t3时达到峰值，而后开始下降。
[0144]
在t＝t4时，开关s1和s4以zvs导通。电感l1上的电压等于输入电压减去电容c
m1
的电压。电流i
l1
以(v
an
‑
v
cm1
)/l 1
的速率下降。电感l2上的电压变为v
bn
，电感l3上的电压变为v
cn
。因此，电流i
l2
和i
l3
开始分别以v
bn
/l 2
和v
cn
/l3的速率下降。在节点601及602处应用克希荷夫电流定律，可分别获得等式(4)及(5)。
[0145]
i
l1
＝i
lc
‑
i
s1
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0146]
i
l2
i
l3
i
lc
＝
‑
i
s4
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)
[0147]
在t＝t5时，电流i
l1
下降至零，并将保持为零直到开关周期结束。为了运行于dcm，电流i
l1
自t3至t5期间的下降斜率应大于电流i
l1
自t3至t5期间的上升斜率。换言之，电压差v
cm1
‑
v
an
应始终大于电压v
an
，其中v
cm1
＝v
cm2
＝v
o
。因此，可通过等式(6)推得最小输出电压。
[0148][0149]
其中，v
an,pk
为相电压峰值，v
l
‑
l,rms
为线间方均根电压。
[0150]
在t＝t6时，开关s1和s4关断。电感电流i
l2
和i
l3
达到峰值，可分别以等式(7)及(8)表示。
[0151][0152][0153]
任一电感电流的峰值均与其对应相位中的输入电压成正比。
[0154]
最后，在t＝t7时，开关s2和s3导通，新的开关周期开始。
[0155]
须注意的是，在一个开关周期中，电感电流始于零，而最终亦回到零。在一特定开关周期中，流经任一电感的平均电感电流值<i
l,avg
>
ts
可通过等式(9)计算获得。
[0156][0157]
其中，l＝l1＝l2＝l3，v
n
为对应的相电压。
[0158]
图6a所示的电路亦可以许多其他种实施态样呈现。举例而言，图7a示出了在高压应用中的实施态样。如图7a所示，图6a中的三相二极管桥臂620中的每个二极管均被串联连接的m个二极管所取代，借此阻隔高输入电压。于此实施例中，可能需要被动缓冲电路来平衡各个二极管的阻隔电压。
[0159]
在开关转换级630中，共包含2n个半桥模块。每个半桥模块的中点连接于前一半桥模块的底端(半桥模块为级联)。第一个半桥模块的中点连接于三相二极管桥臂的正端，而最后一个半桥模块的底端连接于三相二极管桥臂的负端。输入滤波电容的公共点n连接于
上半部的n个半桥模块和下半部的n个半桥模块之间的中点，且还连接于分流输出电容c
o1
和c
o2
的中点。
[0160]
图7b示出了所有主动开关的开关信号。开关s
1a
、s
2a
至s
na
的控制信号与开关s
(n 1)b
、s
(n 2)b
至s
2nb
的控制信号相同，且其占空比均被固定在实质为50％。开关s
1b
、s
2b
至s
nb
的控制信号与开关s
(n 1)a
至s
2na
的控制信号相同，且其占空比也被固定在实质为50％。每个半桥模块中的两个开关的控制信号互补。换言之，上半桥臂电路中的每个半桥模块的上开关与下半桥臂电路中的每个半桥模块的下开关同时导通及关断，而上半桥臂电路中的每个半桥模块的下开关与下半桥臂电路中的每个半桥模块的上开关同时导通及关断。当上半桥臂电路中的每个半桥模块的上开关和下半桥臂电路中的每个半桥模块的下开关导通时，公共点n连接于三相二极管桥臂的负端。类似地，当上半桥臂电路中的每个半桥模块的下开关和下半桥臂电路中的每个半桥模块的上开关导通时，公共点n连接于三相二极管桥臂的正端。
[0161]
当上半桥臂电路中的每个半桥模块的上开关和下半桥臂电路中的每个半桥模块的下开关导通时，上半桥臂电路中的每个半桥模块的电容相互串联连接而作为直流侧电容。当上半桥臂电路中的每个半桥模块的下开关和下半桥臂电路中的每个半桥模块的上开关导通时，下半桥臂电路中的每个半桥模块的电容相互串联连接而作为直流侧电容。由于直流侧电容的电压等于输出电压，故每个半桥模块中的每个电容的电压仅为总输出电压的1/n，使得每个开关仅需阻隔总输出电压的1/n。借此，在极高输入和输出电压的应用中，仍可采用低压开关。
[0162]
在运行期间，可感测各个半桥模块中的所有电容的电压。当检测到电压不平衡时，中央控制器将调整开关的占空比。为了提升系统的可靠性，半桥模块中的电容以具有相对较大的电容值为佳，从而减少在运行期间发生电压不平衡的可能性。
[0163]
图8示出了本案优选实施例的具有额外直流侧电容c
dc
的实施态样。直流侧电容c
dc
耦接于三相二极管桥臂620的输出正端与输出负端之间。除了提供半桥模块中的电容的电压的外，直流侧电容c
dc
还提供一直流侧电压。
[0164]
图9a示出了本案优选实施例的开关转换级630，其包含串接半桥模块633及635。图9b详细地示出了所有主动开关s
1a
…
s
na
、s
1b
…
s
nb
、s
1c
…
s
nc
、s
1d
…
s
nd
、s
(n 1)a
…
s
(2n)a
、s
(n 1)b
…
s
(2n)b
、s
(n 1)c
…
s
(2n)c
及s
(n 1)d
…
s
(2n)d
的控制信号。图9c为图9a所示的串接半桥模块633及635的放大示意图。
[0165]
请参阅图9a及图9c。于此实施例中，两个半桥模块串联连接(或“成对连接”)而作为一基本模块(即串接半桥模块633及635)。串接半桥模块633包含第一半桥单元6331及第二半桥单元6332。第一半桥单元6331包含两个开关s
1a
及s
1b
和电容c
m11
，其中开关s
1a
及s
1b
和电容c
m11
串联连接并形成一回路。开关s
1a
与s
1b
之间的连接点定义了串接半桥模块633的输出点，而开关s
1b
与电容c
m11
之间的连接点定义了第一半桥单元6331的底端。第二半桥单元6332包含两个开关s
1c
及s
1d
和电容c
m12
，其中开关s
1c
及s
1d
和电容c
m12
串联连接并形成一回路。开关s
1c
与电容c
m12
之间的连接点定义了第二半桥单元6332的顶端，而开关s
1c
与s
1d
之间的连接点定义了串接半桥模块633的底端。如图9c所示，通过将第一半桥单元6331的底端和第二半桥单元6332的顶端相连接，第一半桥单元6331和第二半桥单元6332串联连接(或“成对连接”)以形成串接半桥模块633。
[0166]
类似地，串接半桥模块634包含第一半桥单元6333及第二半桥单元6334。第一半桥
单元6333包含两个开关s
2na
及s
2nb
和电容c
m21
，其中开关s
2na
及s
2nb
和电容c
m21
串联连接并形成一回路。开关s
2na
与s
2nb
之间的连接点定义了串接半桥模块634的输出点，而开关s
2nb
与电容c
m21
之间的连接点定义了第一半桥单元6333的底端。第二半桥单元6334包含两个开关s
2nc
及s
2nd
和电容c
m22
，其中开关s
2nc
及s
2nd
和电容c
m22
串联连接并形成一回路。开关s
2nc
与电容c
m22
之间的连接点定义了第二半桥单元6334的顶端，而开关s
2nc
与s
2nd
之间的连接点定义了串接半桥模块634的底端。如图9c所示，通过将第一半桥单元6333的底端和第二半桥单元6334的顶端相连接，第一半桥单元6333和第二半桥单元6334串联连接(或“成对连接”)以形成串接半桥模块634。
[0167]
如图9a及图9c所示，串接半桥模块633的输出点连接于三相二极管桥臂620的正端，串接半桥模块633的底端连接于串接半桥模块635的输出点，串接半桥模块635的底端连接于三相二极管桥臂620的负端。在使用多个串接半桥模块的实施态样中(例如2n个串接半桥模块，其中n为大于2的正整数)，每个串接半桥模块的底端连接于次一串接半桥模块的输出点，所有开关均以实质为50％的固定占空比运行，且每个半桥单元中的两个开关的控制信号互补。
[0168]
图10示出了本案优选实施例的具有两个独立负载r1和r2的实施态样。于此实施例中，由于本案的ac/dc转换器能够自动平衡两个输出电容c
o1
和c
o2
上的电压，故无需额外的平衡电路或控制器。
[0169]
图11示出了本案优选实施例的具有两个独立电感l
o1
和l
o2
的实施态样。该两个独立电感l
o1
和l
o2
可取代图10中的耦合电感l
c
。
[0170]
图12示出了本案优选实施例的具有额外阻隔电容c
b
的实施态样。于此实施例中，阻隔电容c
b
设置于输入电容c1、c2及c3的中性点(即公共点n)与输出电容c
o1
及c
o2
的中点之间。阻隔电容c
b
可防止任何直流电流流经公共点n与输出电容c
o1
、c
o2
之间。
[0171]
图13示出了本案优选实施例的三相四线系统的实施态样。于此实施例中，输出电容c
o1
和c
o2
之间的中点连接于输入源的实际中性线。
[0172]
图14示出了本案优选实施例的具有浪涌电流控制器的实施态样。于此实施例中，当ac/dc转换器连接于输入源时，浪涌电流控制器可避免及/或旁路任何高尖峰电流。浪涌电流控制器可耦接于输入源与输入电容c1、c2及c3之间。此外，输出电压值可被感测并用于浪涌电流控制器中。
[0173]
图15示出了本案优选实施例的以6m个可控开关取代6m个输入二极管的实施态样。于此实施例中，主动开关可为输入三相桥臂提供同步整流，并使转换器可双向运行。
[0174]
图16a示出了本案优选实施例的包含两个半桥模块及隔离式输出的实施态样。于此实施例中，隔离式ac/dc转换器的初级侧类似于图6a所示的电路，而相较于图6a所示的电路，图16a中将图6a中的耦合电感l
c
替换为一变压器，其中变压器包含初级绕组及次级绕组。初级绕组的一端经由谐振电路耦接于直流侧电容c
dc1
和c
dc2
的中点m，其中谐振电路包含谐振电感l
r
及谐振电容c
r
。初级绕组的另一端连接于公共点n。变压器的次级侧连接于一全波二极管桥臂。
[0175]
图16b示出了本案优选实施例的功率级在一开关周期中的关键波形。图16b中的电流和电压的参考方向对应于线周期的60度区段(即在v
an
>0、v
bn
<0且v
cn
<0时)。如图16b中的开关s1至s4的栅极驱动时序所示，开关s1和s2互补运行，且在其中一个开关的导通和另一开
关的关断之间的死区时间短。开关s1和s4具有相同的栅极驱动信号，而开关s2和s3具有相同的栅极驱动信号。整流级的运行机制与图6a中所示的电路类似。额外的谐振电路及变压器是作为典型的串联谐振转换器。图16b中所示的点m和n之间的电压是由本案的开关策略所致。因此，dc/dc级可作为串联谐振转换器运行，而谐振电流i
lr
显示出谐振转换器运行的频率高于谐振频率。需注意的是，图16a中的开关级可同时实现前端pfc及dc/dc转换，而这在现有技术中通常须通过具有不同开关的两级来实现。因此，证实了图16a
‑
b所示的实施态样可有效节省成本。
[0176]
图17a示出了本案优选实施例的包含2n个半桥模块及隔离式输出的实施态样。于此实施例中，将图16a中的三相二极管桥臂中的每个二极管替换为串联连接的m个二极管，以阻隔高输入电压。且于此实施例中，需要利用被动缓冲电路来平衡各个二极管的阻隔电压。开关转换级包含共2n个半桥模块，其连接方式与图7a中用于非隔离式输出的连接方式实质相同。
[0177]
图17b示出了所有主动开关的控制信号。由于直流侧电容c
dc1
或c
dc2
的电压等于上半桥臂电路或下半桥臂电路中的每个半桥模块的电容电压的和，故每个半桥模块的每个电容的电压仅为直流侧电容电压的1/n，使得每个开关仅需阻隔直流侧电容电压的1/n。借此，在极高输入电压的应用中，仍可采用低压开关。此外，在运行期间，可感测各个半桥模块中的所有电容的电压。当检测到电压不平衡时，中央控制器将调整开关的占空比。为了提升系统的可靠性，半桥模块中的电容以具有相对较大的电容值为佳，从而减少在运行期间发生电压不平衡的可能性。因此，无需要求采用具有高容值的高压直流侧电容。
[0178]
图18示出了本案优选实施例的包含2n个半桥模块及两个隔离式输出的实施态样。相较于图17a
‑
b中仅提供单一输出，此实施例中包含两个相分离的谐振电路、两个变压器及两个二极管桥臂，可提供两个输出。第一隔离式输出级耦接于直流母线的正端和公共点n之间，而第二隔离式输出级耦接于直流母线的负端和公共点n之间。于此电路中，直流侧电容c
dc
为非必要元件。
[0179]
图19示出了本案优选实施例的包含2n个半桥模块及2n个隔离式输出的实施态样。相较于图17a
‑
b中仅提供单一输出，此实施例中包含2n个相分离的谐振电路、2n个变压器及2n个二极管桥臂，可提供2n个输出。每个隔离式输出级耦接于对应的半桥模块，每个谐振电路的输入电压峰值均为直流侧电压的1/n。2n个输出之间可进一步串联、并联或以任意组合连接。于此电路中，直流侧电容c
dc
为非必要元件。
[0180]
图20a示出了本案优选实施例的包含串接半桥模块的实施态样。与图9a及图9c所示的电路相似，此实施态样中的两个半桥模块相互串联连接而作为一基本模块。第一串接半桥模块的第一输出连接于三相二极管桥臂的正端，每个串接半桥模块的第二输出连接于次一串接半桥模块的第一输出，最后一个串接半桥模块的第二输出连接于三相二极管桥臂的负极。所有开关均以实质为50％的固定占空比运行，且每个半桥模块中的两个开关的控制信号互补。图20b中详细示出了所有主动开关的开关信号以及谐振电流。
[0181]
图21示出了本案优选实施例的包含2n个串接半桥模块及2n个隔离式输出的实施态样。相较于图20a中仅提供单一输出，此实施例中包含2n个相分离的谐振电路、2n个变压器及2n个二极管桥臂，可提供2n个输出。每个隔离式输出级均耦接于对应的串接半桥模块。2n个输出之间可进一步串联、并联或以任意适当组合连接。于此电路中，直流侧电容c
dc
为非
必要元件。
[0182]
图22a示出了本案优选实施例的包含两组2n个半桥模块的实施态样。所增设的2n个半桥模块的连接方式与前述实施例中的2n个半桥模块的连接方式相同，且耦接于在三相输入二极管桥臂的正端和负端之间。此电路还包含一变压器及一全波二极管桥臂。在二极管桥臂与输出负载之间增设了一滤波电感l
f
。变压器耦接于增设的2n个半桥模块的中点m与公共点n之间。该4n个半桥模块是作为全桥电路运行，可用以实现各种控制策略。
[0183]
图22b示出了所有开关的闸控波形。开关s
1a
至s
2na
以及s
1b
至s
2nb
于时刻t0进行切换，而开关s
1c
至s
2nc
以及开关s
1d
至s
2nd
于时刻t1进行切换。如图22b所示，两个切换时刻之间的相移产生了变压器tr上的pwm电压v
mn
波形。所有开关均以缓慢变化的开关频率在接近50％的占空比下运行，从而实现低总谐波失真及高功率因数，但即便如此，此控制方法中还提供了额外的控制余裕来通过改变相移角来严密调节输出电压。于一些实施例中，相移角为小于二分之一的周期或小于一完整周期的模数(modulo)(此处使用“模数”一词来表示任何相位偏移的调动皆为一完整周期的整数倍)。以图22a所示的控制器为例，直流侧电容上的电压受低带宽频率控制器所控制，而输出电压受高带宽相移控制器所控制。
[0184]
图23示出了图7a所示的电路可采用并联或交错连接。在以直接并联连接运行时，每个转换器中的开关信号均与图7b中所示的开关信号相同。在以交错连接运行时，第二模块中的所有开关信号相对于第一模块中的开关信号错相180度。
[0185]
图24示出了图17a所示的电路可采用并联或交错连接扩充m倍。在以直接并联连接运行时，每个转换器的开关信号均与图17b所示的开关信号相同。在以交错连接运行时，任何转换器的开关信号均与前一转换器或次一转换器的开关信号错相360/m度。
[0186]
图25示出了本案优选实施例的包含2nm个输出的实施态样。意即，将图19所示的转换器以并联或交错连接扩充m倍，且每个转换器包含2n个隔离式输出。于图25中，为清楚示出整体电路，是以方块表示全波二极管桥臂。
[0187]
图26a示出了本案优选实施例的包含相互并联连接的两个隔离式ac/dc转换器的实施态样，其能够在相移控制下严密调节输出电压。此实施例中包含两个变压器及两个输出二极管桥臂，以提供两个隔离式输出。第一变压器耦接于第一整流器的直流侧电压的正端与第二整流器的直流侧电压的正端之间。第二变压器耦接于第一整流器的直流侧电压的负端与第二整流器的直流侧电压的负端之间。转换器还包含一或多个控制器，控制器适用于根据直流侧电容电压及/或输出电压来改变所有开关的开关频率。此外，控制器还适用于通过相移控制来控制输出电压。
[0188]
图26b示出了图26a所示的电路中的关键波形，其中第一整流器的升压电感电流相对于第二整流器的升压电感电流相移180度。两个整流器的变压器初级侧电压及谐振电流均相同。
[0189]
图27示出了本案优选实施例的包含相互并联连接的两个隔离式ac/dc转换器的实施态样，其能够通过改变相移角来严密调节输出电压。于此实施例中，并非将半桥模块作为基本组件，而是将串接半桥模块作为开关转换级中的基本组件。
[0190]
图28示出了本案优选实施例的包含相互并联连接的两个隔离式ac/dc转换器的实施态样，其能够通过改变相移角来严密调节输出电压。于此实施例中，仅包含具有三个绕组的单一变压器及一个输出二极管桥臂，并提供一个输出，而非提供两个隔离式输出。第一绕
组耦接于第一整流器的直流侧电压的正端与第二整流器的直流侧电压的正端之间，第二绕组耦接于第一整流器的直流侧电压的负端与第二整流器的直流侧电压的负端之间。
[0191]
图29示出了图28中的单一变压器亦可替换为两个变压器tr1和tr2，其中该两个变压器tr1和tr2的次级绕组相互串联连接。
[0192]
为便于说明及定义本案技术内容，使用了例如“实质上”、“大约”、“略为”、“相对”等等用语来表示固有程度的不确定性，此不确定性可能由量化的比较、数值、感测等等因素造成。该些用语一般意指与一给定值或范围的偏差在10％、5％、1％或0.5％内，且该偏差并不会影响对应技术特征的基本功能。除非有另行特别说明，否则本公开中所陈述的数值参数为可视为特定数值或其误差范围内的数值。
[0193]
须注意，上述仅是为说明本案而提出的优选实施例，本案不限于所述的实施例，本案的范围由如附权利要求决定。且本案得由熟习此技术的人士任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱如附权利要求所欲保护者。