电力转换器的制作方法

1.本发明涉及电力转换领域。具体地，本发明涉及一种允许从三相ac电力和单相ac电力两者转换成dc电力(反之亦然)的电转换器拓扑结构，并且涉及一种用于控制这种电转换器的方法。


背景技术：

2.us 5784269披露了一种包括整流器和dc/dc转换器的三相功率因数校正(pfc)电路，并且包括相选择电路。相选择开关电路选择三相ac输入电力的内部相。开关网络被耦合到相选择开关电路，并且控制被递送到dc/dc转换器的至少内部相的波形，从而减少与三相ac输入电力相关联的谐波。
3.已知一些三相ac到dc转换器拓扑结构基本上也可以用于将单相ac转换成dc。为此，三个相输入端子中的一个被用作正向导体，而这三个相输入端子中的另一个被用作回路导体，并且第三个端子未被使用或者被短路到其他两个相端子中的一个。
4.us 2019/0288539披露了一种三相pfc电路，该三相pfc电路包括三相维也纳(vienna)型整流器级，该三相维也纳型整流器级通过第一dc电源总线电容器和第二dc电源总线电容器链接到包括第一llc谐振转换器和第二llc谐振转换器的dc-dc转换器级。pfc电路可以连接到单相ac电网，并根据不同的单相连接模式进行操作，以向dc输出端递送7kw、14kw和22kw的功率，其中，22kw对应于三相操作中可递送的最大功率。
5.在单相ac到dc操作中，可以在ac侧与dc侧之间传输的功率取决于连接在用于单相操作的相输入的电流路径中的电子部件的额定功率。在us 2019/0288539的情况下，这归结为将两个llc谐振dc-dc转换器中的每一个的额定功率的大小确定为22kw，而不是三相操作中需要的仅仅11kw。因此，使用三相ac到dc转换器进行单相操作是不经济的，因为三相转换器的标称拓扑结构必须被放大以允许在相同功率水平下的单相操作，这使得单相利用效率低下。此外，在三相ac到dc转换器中实施单相ac到dc操作并不简单，并且需要对转换器的控制进行复杂的改变。


技术实现要素：

6.本发明的目的是提供一种可以高效地用于三(多)相升压型pfc ac-dc转换和单相升压型pfc ac-dc转换两者的低成本电转换器拓扑结构。目的是提供一种这样的电转换器拓扑结构，以允许在不增加复杂性的情况下以单相操作。
7.根据本发明的第一方面，因此提供了一种如所附权利要求中阐述的电转换器。
8.根据本发明的电转换器包括三个相端子、第一dc端子和第二dc端子、第一转换器级和第二转换器级。该第一转换器级被配置用于在该三个相端子处的ac信号与第一中间节点和第二中间节点处的第一(开关或dc)信号之间进行转换。
9.第一转换器级可以例如包括(三相)桥式转换器，该桥式转换器例如包括用于每个对应相端子的桥臂。第一转换器级进一步包括相选择器，该相选择器包括被配置用于选择
性地将三个相端子连接到第三中间节点的第一有源开关。
10.第二转换器级包括升压电路，该升压电路可操作用于通过至少一个第二有源开关在第四中间节点和第五中间节点处的第二(开关或dc)信号与第一dc端子和第二dc端子处的第三dc信号之间进行转换。第二转换器级进一步包括(三次谐波)电流注入电路，该电流注入电路包括可操作用于将第三中间节点选择性地连接到第一dc端子和第二dc端子的第三有源开关。dc链路将第一中间节点连接到第四中间节点，并且将第二中间节点连接到第五中间节点。
11.控制器可操作地连接到第一有源开关、第二有源开关和第三有源开关。第二有源开关和第三有源开关有利地通过脉冲宽度调制(pwm)来操作。
12.根据本发明，控制器以第一操作模式和第二操作模式实施，该第一操作模式被配置为在具有三个相电压的ac信号与第三dc信号之间进行转换，该第二操作模式被配置为在单相ac信号(即，仅具有一个相电压)与第一dc端子和第二dc端子处的第四dc信号之间进行转换。单相ac信号至少可以施加在这三个相端子中的第一相端子与第二相端子之间。
13.上述电转换器的一个优点是其紧凑性，因为它允许更少或更小尺寸的电感和/或电容储存元件。通过实施上述用于单相模式的电转换器，获得了可以用于单相操作和三相操作两者的紧凑且经济的转换器。
14.另外，在单相操作中，相选择器和电流注入电路与升压电路一起操作，以有利地获得比三相额定功率的三分之一更高的额定功率。有利地，升压电路和注入电路的交错pwm操作避免了对尺寸过大的电感部件的需要，使得可以在不增加成本的情况下获得更高的额定功率。
15.升压电路可以被布置为包括连接在第一dc端子与第二dc端子之间的桥臂的单个升压电路。替代性地，升压电路有利地由连接在第一dc端子与第二dc端子之间的两个堆叠的桥臂形成，并且具有公共电压节点。使用两个堆叠的升压臂允许利用更小的电感部件，因为升压电感器仅被馈送dc总线电压的一半。这还允许通过控制公共电压节点处的电压电势来控制共模dc电压。
16.根据本披露内容的第二方面，提供了一种包括电源单元的电池充电系统或磁共振成像装置，该电源单元包括第一方面所述的电转换器。
17.根据第三方面，本文描述了一种利用三相升压型pfc转换器在单相ac信号与dc信号之间进行转换的方法。该方法有利地在如上所述的电转换器中实施。
附图说明
18.现在将参考附图更详细地描述本发明的方面，其中相同的附图标记展示了相同的特征，并且在附图中：
19.图1示意性地示出了根据本发明的实施例的单向电转换器。
20.图2a是示出了ac市电电压的360
°
周期期间的三相市电电压va、vb和vc的图。
21.图2b是示出了在ac市电电压的360
°
周期期间电转换器的中间节点之间的电压的图，并且展示了根据本发明实施例的电转换器的整体操作原理。
22.图2c是示出了在ac市电电压的360
°
周期期间根据本发明实施例的电转换器的dc链路电容器c
x
、cy、cz两端的电压的图。
23.图2d和图2c是示出了在ac市电电压的360
°
周期期间电转换器的电流的图，并且展示了根据本发明实施例的电转换器的整体操作原理。
24.图2f是示出了在ac市电电压的360
°
周期期间相选择器开关的开关状态的图，并且展示了根据本发明实施例的电转换器的整体操作原理。
25.图2g是示出了在ac市电电压的360
°
周期期间升压(上部和下部)电路和降压-升压电路的开关的开关状态的图，并且展示了根据本发明实施例的电转换器的整体操作原理。
26.图3示出了根据本发明的实施例的中央控制单元和控制方法的有利实施方式的框图。
27.图4a、图4b、图4c示出了在电转换器的升压(上部和下部)桥臂和降压-升压桥臂的五个连续切换循环内的电压、电流和开关状态的图，并且展示了根据本发明的实施例的这些桥臂的pwm调制。
28.图5示意性地示出了根据本发明的实施例的双向电转换器。
29.图6示意性地示出了根据本发明的实施例的具有放置在第一转换器级之前而不是之后的输入滤波器的单向电转换器。
30.图7a、图7b示出了可以在本发明的电转换器中使用的第一转换器级的不同变体。
31.图8a和图8b示出了可以在本发明的电转换器中使用的第一转换器级的其他变体。
32.图9表示了根据本发明的各方面的电转换器，该电转换器是单向的并且包括用于连接到电网的中性导体(第四相)的连接端子。
33.图10表示了连接到单相电网的图1的电转换器。
34.图11表示了图10的转换器的电网信号的一个周期内的单相电网电压和电流。
35.图12表示了在图11的周期内第一转换器级的上部中间节点和下部中间节点处的经整流的单相电网电压和电流。
36.图13表示了在单相操作模式和正电网电压下流过图10的电转换器的电流。
37.图14表示了在单相操作模式和负电网电压下流过图10的电转换器的电流。
38.图15表示了根据本发明的替代性电转换器，该替代性电转换器具有两级升压电路。
39.图16表示了图15的转换器的电网信号的一个周期内的单相电网电压和电流。
40.图17表示了在施加到图15的电转换器的第二类型的单相操作中，在图16的周期内，第一转换器级的上部中间节点、下部中间节点和中部中间节点处的经整流的单相电网电压和电流。
41.图18表示了在第二类型的单相操作模式和正电网电压下流过图15的电转换器的电流。
42.图19表示了在第二类型的单相操作模式和负电网电压下流过图15的电转换器的电流。
43.图20表示了根据本发明的电转换器的另一实施例，该电转换器包括用于在启动期间部分禁用桥式整流器的开关。
44.图21表示了包括根据本披露内容的电转换器的电池充电系统的图。
具体实施方式
45.图1示出了被称为荷兰整流器(dutchrectifier)的电转换器100，该电转换器包括呈三相有源相选择器11和dc/dc级12形式的两个转换器级11、12。电转换器100进一步包括输入滤波器13和输出滤波器15。
46.电转换器100是ac到dc转换器，该电转换器具有连接到三相ac电网21的三相电压的三个相输入端a、b、c，以及例如可以连接到dc负载22(比如电动汽车的高压(例如，800v)电池)的两个dc输出端p、n。
47.第一转换器级11包括与三个相输入端a、b、c连接的三个相接头a、b、c，并且包括三个输出端x、y、z。这些输出端可以看作是上部中间电压节点x、下部中间电压节点y和中部中间电压节点z。
48.第一转换器级11包括三相桥式整流器24和相选择器25，该三相桥式整流器由三个桥臂16、17、18构成，这三个桥臂各自包括以半桥配置的形式连接的两个无源半导体器件(二极管d
ax
和d
ya
用于臂16，d
bx
和d
yb
用于臂17，d
cx
和d
yc
用于臂18)，该相选择器包括三个选择器开关(s
aza
、s
bzb
和s
czc
)，这些选择器开关各自包括两个反向串联连接的可有源切换的半导体器件。每个这样的可切换半导体器件有利地具有反向并联二极管。在该示例中，金属氧化物场效应晶体管(mosfet)用于可有源切换的半导体器件，并且各自包括可以代替外部反向并联二极管的内部反向并联体二极管。
49.dc/dc级12包括两个堆叠的升压桥臂19、20和一个降压-升压桥臂14或由其构成。每个升压桥臂(19，20)包括以半桥配置连接的升压开关(s
xm
用于上部升压桥臂19并且s
my
用于下部升压桥臂20)和升压二极管(d
xp
用于上部升压桥臂19并且d
ny
用于下部升压桥臂20)。降压-升压桥臂14包括以半桥配置连接的两个降压-升压开关(s
pz
和s
zn
)。上部升压桥臂19的中部节点r经由上部升压电感器l
x
连接到中间电压节点x，下部升压桥臂20的中部节点s经由下部升压电感器ly连接到中间电压节点y，并且降压-升压桥臂14的中部节点t经由中部降压-升压电感器lz连接到中间电压节点z。
50.上部升压桥臂19和下部升压桥臂20的公共节点m有利地连接到输出滤波器15的中部电压节点q，以形成两个堆叠的2级升压电路。输出滤波器15包括串联连接在上部输出节点p与下部输出节点n之间的两个输出滤波电容器c
pm
，c
mn
、以及形成电容器c
pm
与c
mn
之间的中间节点的中部电压节点q。将容易注意到，降压-升压桥臂14的中部节点t充当中部节点z与dc输出端子p和n之间的开关节点。开关节点t不连接到输出滤波器15的中部电压节点q。
51.上部升压桥臂19连接在上部输出节点p与公共节点m之间(即，与上部输出滤波电容器c
pm
并联)，并且以如下方式布置：当开关s
xm
断开(非导通，关闭状态)时电流可以经由二极管d
xp
从中间电压节点x流到上部输出节点p，并且当开关s
xm
闭合(导通，接通状态)时电流可以经由开关s
xm
从中间电压节点x流到公共节点m(反之亦然)。升压桥臂19的升压开关(s
xm
)是可有源切换的半导体器件，例如，mosfet。
52.下部升压桥臂20连接在公共节点m与下部输出节点n之间(即，与下部输出滤波电容器c
mn
并联)，并且以如下方式布置：当开关s
my
断开(非导通，关闭状态)时电流可以经由二极管d
ny
从下部输出节点n流到中间电压节点y，并且当开关s
my
闭合(导通，接通状态)时电流可以经由开关s
my
从公共节点m流到中间电压节点y(反之亦然)。升压桥臂20的升压开关(s
my
)是可有源切换的半导体器件，例如，mosfet。
53.降压-升压桥臂14连接在上部输出节点p与下部输出节点n之间(即，与dc负载22并联)并且充当电流注入电路，其被布置为使得：当开关s
pz
闭合(导通，接通状态)而开关s
zn
断开(非导通，关闭状态)时电流从中间电压节点z流到上部输出节点p(反之亦然)，并且当开关s
zn
闭合(导通，接通状态)而开关s
pz
断开(非导通，关闭状态)时电流从中间电压节点z流到下部输出节点n(反之亦然)。降压-升压桥臂14的降压-升压开关(s
pz
，s
zn
)是以互补方式控制的(即，一个闭合时另一个断开，反之亦然)可有源切换的半导体器件，例如，mosfet。
54.有利地，作为输入滤波器13的一部分的三个高频(hf)滤波电容器c
x
，cy，cz以星形连接的形式使中间电压节点x、y、z互连。通常，有利的是，三个电容器c
x
，cy，cz具有基本上相等的值以便对称地加载ac电网。
55.根据本发明的一方面，控制器被配置为根据被称为三相操作的第一操作模式和被称为单向操作的第二操作模式进行操作，如将在本文中进一步描述的。
56.中央控制单元40有利地控制电转换器100的所有可控制半导体器件(开关)，经由通信接口50向每个开关发送控制信号。具体地，半导体器件s
aza
、s
bzb
、s
czc
、s
xm
、s
my
、s
pz
、s
zn
由控制器40控制。此外，控制单元具有测量输入端口(42，43，44，45)用于接收以下各项的测量结果：
57.·
42：ac电网相电压va，vb，vc；
58.·
43：电感器电流i
lx
，i
ly
，i
lz
；
59.·
44：dc总线电压v
dc
；
60.·
45：dc总线中点电压v
mn
＝-v
nm
，
61.并且控制单元还具有输入端口41，用于接收设定值，该设定值可以是所请求的dc输出电压控制器操作特别允许在正常操作期间实现电感器电流i
lx
、i
ly
、i
lz
的分段正弦形状。
62.图1中示出的电转换器100是单向的，因为输入级11和输出功率级12包含二极管，仅允许从ac电网21中汲取电力并将该电力在输出端处提供给负载22。另一方面，图5示出了根据本发明的双向电转换器200。电转换器200与转换器100的不同之处在于，图1中示出的转换器的输入级11的二极管(d
ax
，d
bx
，d
cx
，d
ya
，d
yb
，d
yc
)和输出功率级12的二极管(d
xp
，d
ny
)已经分别用输入级211中的可控制半导体开关(s
xa
，s
xb
，s
xc
，s
ay
，s
by
，s
cy
)和输出功率级212中的可控制半导体开关(s
yn
，s
px
)代替。开关器件23被提供为半导体开关，例如，mosfet。
63.在图6中，示出了电转换器300，该电转换器与转换器100的不同之处在于，输入滤波器13放置在第一转换器级11之前(而不是之后)，即，输入滤波器13连接在相输入端子a、b、c与第一转换器级11之间。第一转换器级11经由输入滤波器13的对应电感器la、lb、lc将相输入端子a、b、c连接到中间节点x、y、z。电容器ca、cb、cc布置在相输入端子与电感器之间。电容器以星形构型连接，有利地，星点连接到输出滤波器15的中点，就像在先前示例中一样。替代性地，电容器ca、cb、cc可以布置在跨三条相输入线的三角形(δ)构型中。将容易注意到，在图6的示例中，三个中间节点x、y、z处的电压信号与先前示例(图1、图5)相比有所不同，因为开关节点r、s和t处的电压与中间节点x、y、z处的电压相同。因此，高频电流将流过第一转换器级11，而在先前示例(图1和图5)中，高频电流仅出现在输入滤波器13下游的输出功率级中。
64.在电转换器100、200和300中的任一个中，二极管都可以由可有源切换的半导体器
件代替以允许电转换器的双向电力流。
65.在电转换器10、200和300中的任一个中，hf电容器c
x
、cy、cz(或在图6的情况下的ca、sb、cc)以星形构型连接。通过控制公共节点m处的电压可以控制星点连接中的电压。
66.图7a、图7b示出了第一转换器级11的不同变体，这些变体可以用在图1、图5、图6中的任一个的电转换器中。
67.在图8a至图8b中示出了第一转换器级11的又其他变体。在这些变体中，相选择器的三个桥臂16、17和18被布置为半控晶闸管臂(图8a)，即，在连接到上部中间节点的桥臂部分中包括晶闸管thy
ax
、thy
bx
、thy
cx
并且在连接到下部中间节点的另一桥臂部分中包括二极管(反之亦然)，或被布置为全控晶闸管臂(图8b)，即，在每个桥半臂中都包括晶闸管thy
ax
、thy
bx
、thy
cx
、thy
ya
、thy
yb
、thy
yc
，而不是二极管。这种相选择器允许可控地对输出滤波电容器c
pm
、c
mn
或c
pn
进行预充电，而无需附加的预充电电路。
68.参考图9，电转换器100(并且可以替代性地是电转换器200或300)可以包括用于连接三相ac电网的中性导体的连接端子n。在一些应用中，比如电动车辆的充电，通常需要的是可以独立地控制从三相电网的每个相汲取的正弦电流的振幅，以便能够减少某一相的负载，使得其他消费性设备仍然能够在车辆电池充电期间从该特定相中汲取电力而不会使该相过载。在这种情况下，连接端子n有利地连接到三相电网的中性导体，从而允许基本上等于三相电流之和的返回电流流回到电网的中性导体。在有利的方面，通过提供与输入端的中性导体连接的公共节点，可以完全独立地控制三相电流。
69.中性连接端子n有利地连接到ac电容器c
x
、cy、cz的星点并且连接到堆叠的升压桥19、20的公共节点m(并且因此还连接到输出滤波器15的中点)。这导致完全对称的转换器结构。在这种情况下，在星点处和在公共节点处的电压等于电网的中性导体的电压。
70.电转换器的三相操作
71.再次参考图1，与具有三相ac输入电压中的最高电压的相输入端a、b或c连接的桥式整流器24的桥臂以对应相输入端a、b或c连接到上部中间电压节点x的方式进行切换。为了实现这一点，桥臂经由桥臂的上部二极管(d
ax
、d
bx
、d
cx
)将对应相接头a、b或c与节点x连接，而桥臂的对应选择器开关(s
aza
、s
bzb
、s
czc
)断开(非导通，关闭状态)。与具有三相ac输入电压中的最低电压的相输入端a、b或c连接的整流器24的桥臂以对应相输入端a、b或c连接到下部中间电压节点y的方式进行切换。为了实现这一点，桥臂经由桥臂的下部二极管(d
ya
、d
yb
、d
yc
)将对应相接头a、b或c与节点y连接，而桥臂的对应选择器开关(s
aza
、s
bzb
、s
czc
)断开(不导通，关闭状态)。具有三相ac输入电压中的最高电压与最低电压之间的电压的相输入端a、b或c通过相选择器25连接到中部中间电压节点z。为了实现这一点，相选择器25经由闭合的(导通的，接通状态)选择器开关(s
aza
、s
bzb
、s
czc
)将对应相接头a、b或c与节点z连接。
72.在具有基本上均衡的相电压的三相ac电网中，例如，如图2a所示，三相ac输入电压(图2a中示出)被转换成提供在上部中间电压节点x、下部中间电压节点y与中部中间电压节点z之间的三个中间dc电压(图2b中示出的v
xz
，v
zy
，v
xy
；)。这些dc电压因此以分段正弦形状示出。如以上所解释的，三相ac输入电压到三个中间dc电压的转换是第一转换器级11的操作结果。选择器开关(s
aza
，s
bzb
，s
czc
)的开关状态(接通
→
s＝1，关闭
→
s＝0)在图2f中示出。可以看出，在ac市电电压周期(360
°
)内的整个特定60
°
扇形期间，开关持续
″
接通
″
或
″
关闭
″
。同样，在ac市电电压周期(360
°
)内的整个特定扇形(例如，60
°
)期间，桥式整流器24的
二极管为
″
导通
″
或
″
非导通
″
。开关和二极管的状态组合对于三相ac输入电压的每个60
°
扇形都是唯一的并且取决于相输入端(a，b，c)的电压值。开关和二极管的6种唯一状态的序列会在ac市电电压的每个周期(360
°
)内重复其自身。
73.从中间电压节点x、y、z朝向输出端子p、n的角度看，形成常规的dc-dc升压电路(上部升压电路)，该dc-dc升压电路包括hf滤波电容器c
x
、上部升压电感器l
x
、上部升压桥臂19和上部输出电容器c
pm
。该上部升压电路的输入电压是跨电容器c
x
两端的电压v
cx
(图2c中示出)并且该上部升压电路的输出电压是跨上部输出电容器c
pm
两端的电压v
pm
，其电压值基本上等于总dc总线电压的一半(v
pm
≈v
dc
/2)。可以通过开关s
xm
的pwm调制以指定的、可能可变的切换频率fs来操作所形成的上部升压电路，以便控制上部升压电感器l
x
中的电流。
74.从中间电压节点x、y、z朝向输出端子p、n的角度看，形成常规的
″
反向的
″
(负输入电压和负输出电压)dc-dc升压电路(下部升压电路)，该dc-dc升压电路包括hf滤波电容器cy、下部升压电感器ly、下部升压桥臂20和下部输出电容器c
mn
。该下部升压电路的输入电压是跨电容器cy两端的电压v
cy
(图2c中示出)并且该下部升压电路的输出电压是跨下部输出电容器c
mn
的电压v
nm
，其电压值基本上等于总dc总线电压的负一半(v
nm
≈-v
dc
/2)。可以通过开关s
my
的pwm调制以指定的、可能可变的切换频率fs来操作所形成的下部升压电路，以便控制下部升压电感器ly中的电流。
75.从中间电压节点x、y、z朝向输出端子p、n的角度看，形成常规的dc-dc降压-升压电路(中部降压-升压电路)，该dc-dc降压-升压电路包括hf滤波电容器cz、中部降压-升压电感器lz、降压-升压桥臂14和输出电容器c
pm
、c
mn
的串联连接。该dc-dc降压-升压电路可以看作是类似于单相半桥电压源转换器(vsc)。该中部降压-升压电路的输入电压是跨电容器cz两端的电压v
cz
(图2c中示出)并且该中部降压-升压电路的输出电压是跨输出电容器c
pm
、c
mn
的串联连接的输出电压v
pn
。可以通过开关s
pz
、s
zn
的pwm调制以指定的、可能可变的切换频率fs来操作所形成的中部降压-升压电路，以便控制中部降压-升压电感器lz中的电流。
76.图2g示出了上部升压桥臂19的开关s
xm
的状态、下部升压桥臂20的开关s
my
的状态以及中部降压-升压桥臂14的开关s
pz
的状态(注意开关s
zn
的状态与开关s
pz
的状态互补)。从指示对应开关的pwm调制的黑色条形可以看出，开关s
xm
、s
my
、s
pz
、s
zn
均为pwm调制的。
77.电感器l
x
、ly、lz中的电流i
lx
、i
ly
、i
lz
的示例在图2d中示出。如可以看到的，这些电流被控制为具有分段正弦形状，并且被变换(即，作为第一转换器级11的操作结果)成为图2e中示出的三个正弦ac相电流ia、ib、ic。
78.图3示出了在被称为正常操作的第一操作模式期间，图1的中央控制单元40的有利实施方式的框图。电转换器100在图3中被表示为
‘
单线’等效电路，其中，元件的标注对应于图1中给出的那些标注。信号线中的三个斜线指示三个相信号的捆绑，并且可以表示到向量表示的转变。
79.控制单元40的目标是将输出电压v
dc
控制为经由输入端口41从外部单元接收到的所请求的设定值以及均衡跨两个输出电容器c
pm
和c
mn
两端的电压，例如通过将跨下部输出电容器c
mn
两端的电压控制为基本上等于dc总线电压的一半来均衡。另外，从相输入端(a，b，c)汲取的电流需要基本上呈正弦形状，并且与对应相电压基本上同相控制。如先前所解释的，这也可以通过控制电感器电流i
lx
，i
ly
，i
lz
(即，代替直接控制相电流ia、ib、ic)以具有分段正弦形状来实现。具体地，控制电感器电流的低通滤波值，同时通过hf滤波电容器
(c
x
、cy、ca)对电感器电流的高频纹波进行滤波。
80.使用级联控制结构有利地完成对输出电压v
dc
的控制，该级联控制结构包括外部电压控制回路60和内部电流控制回路70。输出电压的设定值经由输入端口41输入到比较器61，并且与从测量处理单元95(例如，包括低通滤波器)获得的测量输出电压进行比较。比较器61的输出是输出电压的控制误差信号，该控制误差信号进一步输入到控制元件62(例如，包括比例积分控制块)，该控制元件输出相电流的振幅的瞬时设定值。这些振幅输入到乘法器63，并且与从计算元件64获得的信号相乘(该计算元件输出相电压的归一化瞬时值)。计算元件64的输入是从测量处理单元93(例如，包括低通滤波器)获得的测量相电压。乘法器63的输出是瞬时的(例如经过低通滤波的)相电流ia、ib、ic的设定值并且其形状基本上为正弦形状并且基本上与对应相电压同相定位。在通过加法元件67和选择元件81之后，设定值输入到电流控制器70，加法元件和选择元件的功能将在下文中进一步详细描述。
81.电流控制器70分为三个单独的电流控制器71、74、77，其中：
82.·
单独的电流控制器71用于控制中部降压-升压电感器lz中的电流。该控制通过对包含中部降压-升压桥臂14的中部降压-升压电路的开关s
pz
、s
zn
进行pwm调制来完成。作为第一转换器级11的操作结果，随后，控制器71控制具有介于三相ac电压中的最高电压与最低电压之间的电压的相输入端a、b、c的电流；
83.·
单独的电流控制器74用于控制上部升压电感器l
x
中的电流。该控制通过对包含上部升压桥臂19的上部升压电路的开关s
xm
进行pwm调制来完成。作为第一转换器级11的操作结果，随后，控制器74控制具有三相ac电压中的最高电压的相输入端a、b、c的电流；
84.·
单独的电流控制器77用于控制下部升压电感器ly中的电流。该控制通过对包含下部升压桥臂20的下部升压电路的开关s
my
进行pwm调制来完成。作为第一转换器级11的操作结果，随后，控制器77控制具有三相ac电压中的最低电压的相输入端a、b、c的电流。
85.选择器元件81用于根据相输入端(a，b，c)的电压值，将瞬时相电流设定值(图2d中示出)发送给正确的单独电流控制器(71，74，77)，从而产生每个电感器电流控制器的电感器电流设定值(图2e中示出)，其中：
86.·
将具有三相ac电压中的最高电压的相输入端a、b、c的相电流设定值发送到单独的电流控制器74，从而产生设定值
87.·
将具有三相ac电压中的最低电压的相输入端a、b、c的相电流设定值发送到单独的电流控制器77，从而产生设定值
88.·
将具有介于三相ac电压中的最高电压与最低电压之间的电压的相输入端a、b、c的相电流设定值发送到单独的电流控制器71，从而产生设定值
89.在每个单独的电流控制器中，将接收到的瞬时电感器电流设定值在每个单独的电流控制器中，将接收到的瞬时电感器电流设定值输入到比较器(例如，单独的电流控制器71的比较器72)，并且与从测量处理单元94(例如，包括低通滤波器)获得的测量电感器电流进行比较。比较器的输出是电流的控制误差信号，该控制误差信号进一步输入到控制元件(例如，单独的电流控制器71的控制元件73)，该控制元件的输出被输入到pwm生成元件(例如，单独的电流控制器71的pwm生成元件54)。单独
的电流控制器的pwm生成元件生成pwm调制的控制信号以用于pwm控制的桥臂(即，上部升压电路的上部升压桥臂19、下部升压电路的下部升压桥臂20和中部降压-升压电路的中部降压-升压桥臂14)的可控制半导体开关。这些pwm调制的控制信号经由通信接口50发送到适当的桥臂。
90.取决于相输入端(a，b，c)的电压值，在三相ac输入电压的每个60
°
扇形期间，第一转换器级11的选择器开关为
″
接通
″
或
″
关闭
″
。用于选择器开关的控制信号由开关信号发生器51、52、53生成。
91.可以通过将偏移值加到由乘法器63输出的瞬时(例如，经低通滤波的)相电流ia、ib、ic的设定值来完成dc总线中点均衡。通过使用比较器65将从测量处理单元96(例如，包括低通滤波器)获得的测量的dc总线中点电压与设定值(例如，v
dc
/2)进行比较并将比较器65输出的误差信号馈送到控制元件66中来获得偏移值。
92.通过使用这样的控制单元40和在上文中详细描述的控制方法控制电转换器100来获得图2e中示出的相电流ia、ib、ic。在图2e中还示出了瞬时(例如，经低通滤波的)相电流ia、ib、ic的设定值作为到图3中示出的选择器元件81的输入。如上文所解释的，相电流ia、ib、ic是间接控制的，即，这些相电流是电感器电流(图2d中示出)的控制和第一转换器级11的操作的结果。电感器电流的设定点是由选择器元件81基于测量的相电压从设定值中得到的。
93.图4a至图4c示出了电转换器100的桥臂的在大约ωt＝45
°
的时间间隔内的五个连续切换循环(即，每个切换循环具有切换周期ts，其等于1/fs，其中fs为切换频率)内的图，该时间间隔位于三相ac输入电压的其中0≤ωt＜60
°
的扇形内(参见图2)。在该扇形内，第一转换器级11的选择器开关和二极管处于以下开关状态：
94.·
开关s
aza
＝0(关断)，二极管d
ax
＝1(导通)，二极管d
ya
＝0(阻断)；相接头a与节点x连接；
95.·
开关s
bzb
＝0(关断)，二极管d
bx
＝0(阻断)，二极管d
yb
＝1(导通)；相接头b与节点y连接；
96.·
开关s
czc
＝1(接通)，二极管d
cx
＝0(阻断)，二极管d
yc
＝0(阻断)；相接头c与节点z连接；
97.图4a至图4c在毫秒时间轴上示出了电压、电流和切换信号。图4a对应于上部升压电路的操作，示出了对应电感器电流i
lx
(以及该电流设定值)、电感器电压v
lx
以及pwm调制的上部升压桥臂19的开关的控制信号s
xm
。图4b对应于下部升压电路的操作，示出了对应电感器电流i
ly
(以及该电流设定值)、电感器电压v
ly
以及pwm调制的下部升压桥臂20的开关的控制信号s
my
。图4c对应于中部降压-升压电路的操作，示出了对应电感器电流i
lz
(以及该电流设定值)、电感器电压v
lz
以及pwm调制的桥臂14的上部开关的控制信号s
pz
。注意，pwm调制的桥臂14的下部开关控制信号s
zn
与控制信号s
pz
互补。
98.为了最小化电转换器的ac输入电流的总谐波失真(thd)，有利地最小化了相电流ia、ib、ic的高频纹波。
99.电转换器100的优点在于上部升压电感器和下部升压电感器的半切换周期伏秒
积/面积小于常规六开关升压型pfc整流器的升压电感器的伏秒积/面积。这是因为施加到这些电感器的电压小于在常规六开关升压型pfc整流器的情况下施加的电压。对于中部降压-升压电感器，施加的电压不一定更小，但是电感器中流动的电流的值小于常规六开关升压型pfc整流器的电感器中流动的电流的值。因此，具有较小的磁能储存的较小电感器是可行的，从而使得由本发明提供的三相ac到dc电转换器100的功率容积比更高。
100.如图5、图6和图9所表示的电转换器200-400的三相操作类似于上述转换器100的三相操作。
101.电转换器的单相操作
102.根据本发明，以被称为单相操作的第二操作模式实施控制器40，该第二操作模式当在ac侧、转换器连接到单相电网v
gr
时被选择。参考图10，示出了电转换器100，在单相操作中，ac相端子之一(例如，a)连接到单相电网v
gr
的正向导体，而另一ac相端子(例如，c)连接到v
gr
的回路导体。第三相端子(例如，b)不连接。可以设想不同的单相操作模式。
103.在第一常规单相操作模式下，桥式整流器24将电网电压v
gr
整流/折叠成中间节点x与y之间的v
xy
，如图11和图12所示。升压电路臂19和20可以被操作以分别生成电流i
x
和iy，这些电流与如图12所示的v
xy
同相，其中，i
x
＝-iy。具体地，有源开关s
xm
和s
my
利用pwm操作，并且当相应的s
xm
和s
my
断开时，二极管d
xp
和d
ny
导通。桥式整流器24将i
x
和-iy展开成电网电流i
gr
。在该实施例中，相选择器开关s
aza
、s
bzb
、s
czc
和具有开关s
pz
、s
zn
的三次谐波电流注入臂14不操作(即，这些开关断开且非导通)，并且没有电流流过中间节点z(iz＝0)。图13示出了在a处的电网电压为正的间隔期间的电流路径。图14示出了在a处的电网电压为负的间隔期间的电流路径。
104.与三相操作相比，上述单相操作允许转换至少三分之一的功率。假定三相操作允许转换22kw的功率，即，对于400vrms线间电压，相中的电流为3
×
32arms。在三相操作中，节点x处的(即，等于相电流的正幅度值)。节点y处的(即，等于相电流的负幅度值)。节点z处的(即，等于相电流交叉点处的电流值)。这些相应的电流由相应的hf桥臂19-20和14生成。在单相操作中，只有上部升压桥臂19和下部升压桥臂20是有源的，并且承载相同的电流(即，它们不并联工作)。这意味着峰值相电流等于45.2apk，也意味着获得32arms。假定相电压为230vrms，则经转换的功率为230vrms
×
32vrms＝7.36kw或者约为22kw的三分之一。
105.与三相操作相比，通过允许输入滤波器级的电感器(差模(dm)电感器)进入受控饱和状态，而无需使电感部件的尺寸过大，就可以在单相操作中获得甚至更高的额定功率。
106.在另一电路拓扑结构中，参考图15，电转换器500示出了连接在节点p与n之间的单个(两级)升压电路29，并且在节点y与s之间的dc链路中缺少电感器ly。在单相操作中，转换器500可以类似于如上所述的转换器100进行操作，即，升压电路29通过pwm操作，而电流注入臂14和相选择器25不操作。获得了如图13和图14所示的相同电流路径。
107.仍然参照图15，在第二单相操作模式下，根据本披露内容的各方面，单相操作可以借助通过pwm操作注入臂14以及升压电路29来执行。单相电网仍然连接到两个相端子a、c。桥式整流器24将如图16所示的电网电压v
gr
整流/折叠成如图17所示的节点x与y之间的经整
流电压v
xy
。相选择器25(由控制器40)操作以在v
gr
的正半周期期间将中部中间节点z连接到相端子a，并且在v
gr
的负半周期期间将中部中间节点z连接到相端子c。通过这样做，相选择器25将如图16所示的电网电压v
gr
整流/折叠成如图17所示的节点z与y之间的经整流电压v
zy
，并且在中部中间节点z处获得与上部中间节点x处的电流路径i
x
平行的电流路径iz，即通过桥式整流器24连接到节点x的单相导体也通过相选择器25连接到节点z。将容易注意到，相选择器的相应开关在低频(例如，电网频率)下操作。
108.升压臂29和注入臂14的开关s
xy
和s
pz
、s
zn
通过pwm操作，以便分别生成dc链路电流i
x
和iz，它们与如图17所示的v
xy
和v
zy
同相。根据基尔霍夫定律，dc链路电流i
x
和iz合并为iy：iz i
x
＝-iy。桥式整流器24将如图17所示的iz i
x
和-iy展开成图16所示的i
gr
。图18示出了在a处的电网电压为正的间隔期间的电流路径。图19示出了在a处的电网电压为负的间隔期间的电流路径。
109.在这种情况下，显然i
gr
可以高于图11至图14的示例中的电流，并且这种类型的单相操作与三相操作相比允许转换至少一半的功率。假定三相操作允许转换22kw的功率，即，对于400vrms线间电压，相中的电流为3
×
32arms。在三相操作中，节点x处的(即，等于相电流的正幅度值)。节点y处的(即，等于相电流的负幅度值)。节点z处的(即，等于相电流交叉点处的电流值)。这些相应的电流由升压电路29和降压-升压电路14的相应hf电流臂(即，开关s
xy
和s
pz
、s
zn
)生成。在第二单相操作模式下，这两个hf电流臂是有源的，并且并联工作。特别地，hf电流臂可以同相操作(非交错模式)。这意味着峰值相电流等于45.2apk 22.6＝67.8apk，也意味着48arms。假定相电压为230vrms，则功率为230vrms
×
48＝11kw～＝1/2
×
22kw。
110.然而，假定市电侧(输入)滤波器针对三相操作设计为32arms，则在单相操作中，该滤波器必须承载48arms(通过节点y承载)，因而有可能将dm电感器驱动至饱和状态，这通过适当选择芯材料而被允许。所产生的滤波器衰减的减少可以通过交错生成电流i
x
和iz来抵消或在很大程度上减少。在交错生成电流的情况下，电路29和14的hf电流臂异相操作(交错模式)。
111.如上所述在交错模式和非交错模式下操作hf电流臂的一个优点是，这允许控制电网电流ia在dc链路电流i
x
与iz之间的分布。通过这样做，可以减少ia的电流纹波。
112.将容易注意到，第二单相操作模式可以同样适用于电转换器100(图10)，在交错生成电流i
x
和iz的情况下，只需要最小程度尺寸过大的电感器ly或者甚至不需要。节点r与s之间的升压电路19、20的两个开关s
xm
和s
my
可以同步操作，即同时断开或闭合。替代性地，当以交错方式操作两个开关s
xm
和s
my
时，可以生成多级电压。这可以在电网电压周期的特定区域内执行，从而减少hf电流纹波。
113.在第二单相操作模式下，相选择器25可以替代性地操作以使得iz和iy而非i
x
和iz并联工作。在这种情况下，相选择器25(由控制器40)操作以在v
gr
的正半周期期间将中部中间节点z连接到相端子c(而非相端子a)，并且在v
gr
的负半周期期间将中部中间节点z连接到相端子a(而非相端子c)。也可以在这两个选项之间交替。
114.在先前示例中保持断开连接的第三相端子b可以替代性地连接到正向导体(即，与
a短路)或回路导体(即，与c短路)。通过操作相选择器25的对应开关，可以将第三相端子b与通过相端子a或通过相端子c的电流路径并联连接。例如参考图18和图19，然后根据相端子b是与相端子a还是与相端子c并联工作，结合s
pz
或s
zn
操作相选择器25的开关s
bzb
而不是s
aza
或s
czc
。
115.参考图20，示出了电转换器600，其与图5的电转换器200的不同之处在于，该电转换器存在开关23。开关23有利地允许在启动时对转换器预充电。在三相操作模式下，在启动时，开关器件23被断开以中断桥式整流器24的上部节点与上部中间节点x之间的导通。没有电流流过电感器l
x
。现在，相选择器25操作以在有限时间量(例如，1us)内在中部中间节点z处施加相输入电压，该相输入电压略高于输出端子p、n两端的(瞬时)输出电压v
dc
。通过这样做，在该有限时间量期间，由于连接到开关节点t与端子p之间的开关s
pz
的(内部)反向并联二极管的导通，中部中间节点z处的电压与输出电压v
dc
之间的正电压差被施加在电感器lz两端，导致相电流流过电感器lz，并且进一步流到上部输出端子p。因此，电流路径从中部中间节点z经过开关节点t、经过开关的反向并联二极管s
pz
、并经过输出滤波器15的电容器c
pm
、c
mn
，回到下部中间节点y、并经过桥式整流器24的下部对应二极管/开关之一回到电网的相。通过这样做，输出电压v
dc
可以逐渐升高。
116.当在单相操作模式下，可以有利地执行相同的预充电操作，即，断开开关23并如上所述地那样操作相选择器25。在这种情况下，操作相选择器25的开关s
aza
、或s
czc
、或s
aza
和s
czc
两者。
117.在正常操作期间，在三相操作模式和单相操作模式两者下，开关23持续闭合。开关23可以作为继电器开关而非半导体开关提供，并且有利地可操作地耦合到控制器40。
118.在根据本披露内容的一个特定方面，因此提供了一种用于在具有三个相电压的ac信号与dc信号之间进行转换的电转换器(600)，该电转换器包括：
[0119]-三个相端子(a，b，c)、第一dc端子(p)和第二dc端子(n)，
[0120]-第一转换器级(11)，该第一转换器级可操作地耦合到这三个相端子，并且包括第一中间节点(x)和第二中间节点(y)，其中，第一转换器级被配置用于在三个相端子处的ac信号与第一中间节点(x)和第二中间节点(y)处的第一dc信号之间进行转换，其中，第一转换器级进一步包括相选择器(25)，该相选择器包括被配置用于选择性地将这三个相端子连接到第三中间节点(z)的第一有源开关(s
aza
，s
bzb
，s
czc
)，
[0121]-第二转换器级(12)，该第二转换器级可操作地耦合到第一dc端子和第二dc端子(p，n)，并且包括第四中间节点(r)和第五中间节点(s)，其中，第二转换器级包括升压电路(19，20，29)，该升压电路可操作用于通过至少一个第二有源开关(s
xm
，s
my
，)在第四中间节点和第五中间节点(r，s)处的第二dc信号与第一dc端子和第二dc端子(p，n)处的第三dc信号之间进行转换，其中，第二转换器级进一步包括电流注入电路(14)，该电流注入电路包括可操作用于将第三中间节点(z)连接到第一dc端子(p)和第二dc端子(n)的第三有源开关(s
pz
，s
zn
)，
[0122]-链路，该链路将第一中间节点(x)连接到第四中间节点(r)，并且将第二中间节点(y)连接到第五中间节点(s)，
[0123]-控制器(40)，该控制器以第一操作模式实施，该第一操作模式被配置为在ac信号与第三dc信号之间进行转换，
[0124]
其中，控制器(40)以第二操作模式实施，该第二操作模式被配置为在这三个相端子中的至少两个之间施加的单相ac信号与第一dc端子和第二dc端子(p，n)处的第四dc信号之间进行转换，并且
[0125]
其中，转换器包括在第一中间节点(x)与第四中间节点(r)之间和/或在第二中间节点(y)与第五中间节点(s)之间的第四开关(23)，其中，控制器(40)可操作用于在启动期间断开第四开关(23)，以在第一dc端子与第二dc端子之间预充电电压。本方面可以与本披露内容中描述的任何一个其他方面(例如，如所附权利要求书中所引用的)结合提供。
[0126]
根据本披露内容的电转换器可以例如用于将来自电网(其可以是低压(例如，50hz频率下的380vrms至400vrms或240vrms)电网)的三相ac电压或单相ac电压转换成高dc输出电压(例如，对于三相ac为700v至1000v，对于单相ac通常为350v至500v)。
[0127]
参考图21，电池充电系统700包括电源单元704。电源单元704耦合到接口702，该接口例如包括允许将电源单元704连接到电池703的开关器件。电源单元704包括如上所述的电转换器中的任何一个(例如，转换器500)，该电转换器耦合到dc-dc转换器级701。dc-dc转换器级701可以包括一个或多个隔离式dc-dc转换器或由其构成。dc-dc转换器级可以包括实现电流隔离式变压器，特别是在电源单元704与电池703之间的有线电力传输的情况下。dc-dc转换器级可以包括通过空气感应耦合的一对线圈，比如在无线电力传输的情况下。在一些情况下，例如在有线电力传输中，接口702可以包括插头和插座。替代性地，插头和插座可以设置在输入端(例如，在端子a、b、c处)。特别地，dc-dc转换器级701可以包括可选择性地并联和串联连接的多个dc-dc转换器。当在三相ac模式下操作电转换器时，dc-dc转换器通常是串联连接的。当如上所述地在单相ac模式下操作时，dc-dc转换器通常是并联连接的。如本领域已知的，可以使用继电器来实现dc-dc转换器在并联连接模式与串联连接模式之间的切换。