带软启动和输出电压控制的谐振转换器系统及其控制方法与流程

1.本发明总体上涉及用于谐振转换器的控制方法，特别地，本发明涉及用于谐振转换器的软启动和输出电压控制方法。
2.本发明的目的是提供一种利用用于谐振转换器的尤其是针对轻负载运行状况的输出电压和功率准确度控制方法的快速且精确的软启动过程。
3.本发明的另一目的是提供一种用于谐振转换器的控制方法，该控制方法通过限制涌浪电流(inrush current)、快速电压斜率以及高电压纹波来减小半导体应力。
4.本发明还涉及在上述方法下运行的谐振转换器系统。


背景技术：

5.dc-dc转换器存在于从家庭到工业或汽车领域的许多应用中。在不同的dc-dc转换器当中，广泛使用如图1所示的llc串联谐振转换器拓扑(llc-src)。转换器的这种拓扑属于所谓的谐振转换器系列，其利用它们的无源组件之间的谐振来进行软开关，并因此减少开关损耗。由于这种损耗减少，因此，其允许增加转换器的效率并增加开关频率以减小转换器的尺寸。
6.谐振转换器通常是借助于频率变化来控制的。在llc-src转换器的情况下，控制趋向于通过以最高频率和50％占空比进行开关而在输出端处以0v启动转换器，并且当输出电压达到目标电压时，减小频率以达到输出功率需求。
7.llc-src和其它谐振转换器的一个公知的问题是涌浪电流，该涌浪电流在这种启动过程期间可能损坏半导体开关。
8.一些应用需要具有快速输出动态(例如，在小于100ms至200ms内从0v预充电至500v)的高功率转换器。这又意味着减小了转换器的输出电容器(例如，对于10kw至20kw设备是9uf至12uf，而不是数百或数千uf的大体积铝电容器)。在预充电状况期间(在输出端处没有任何负载)，转换器的唯一负载是放电电阻器(例如100kohm至200kohm电阻器)，以使在10kw至20kw转换器中存在非常小的、小于1w负载的功耗。
9.这种情形在预充电刚开始时(在0v输出时)会引起问题，这是因为电压在没有控制的情况下突然增加，造成电压过冲以及高电流冲击。具有较低esr的小输出电容器在前2ms至20ms期间使情形恶化。尽管占空比低且开关频率最大(在llc-scr情况下)，这也会发生。
10.除此之外，一些应用需要具有高电压准确度/分辨率(例如，在150v至500v范围内具有
±
10v误差的预充电设定点)的预充电(或电压控制)方法。由于前面提及的电压增加是因轻负载状况而恶化的，因此利用传统方法难以获得这一点。因此，必需以低占空比开始，否则在低电压下电压将增加太多；并且需要更多的离散化(例如，利用突发模式)，以便以足够的准确度/分辨率覆盖高输出电压范围。
11.与涌浪电流相关联的这些上述问题已经导致多种解决方案，诸如使用相移、pwm调制、hb模式、占空比变化、频率调制以及突发序列等。
12.解决该问题的经典方法是具有2级的软启动方法，如图2所示，其中，执行具有可变
占空比和固定频率的第一级直至达到目标电压，以及具有固定占空比和可变频率的第二级。具有向谐振回路(resonant tank)递送的小功率脉冲的第一级可以通过改变脉冲宽度，从而改变占空比，或者改变支路之间的相移(在多于一个支路的情况下)并将占空比维持在50％来实现。
13.已知一种软启动方法，该软启动方法是利用借助于支路之间的相移控制而增加(图2中的t1)的小占空比来启动的。
14.还已知在软启动期间改变占空比，但是使用曲线(图2中的t1，但是使用经优化的曲线)。专利公开us-8018740b2和us-20160181927a1描述了如图2所示的两级方法。而且，已经建议使用第一级，其基于理论方程计算关断(turn-off)(并因此计算占空比)，并且之后减小频率直至达到输出电压。
15.专利公开us-20150280545a1描述了一种利用更简单的控制器的解决方案，并且提出了一种基于从最小占空比和最大频率(占空比和频率的变化基于1个开关(顶部或底部)或2个开关)开始同时改变占空比和频率(参见图3)的启动方法；并且它取决于从最小占空比和最大频率开始的斜坡或指数曲线。
16.还已知使用控制转换器的突发方法，如图4所示并且如专利公开us-9893609b1所述，该方法基于使用50％的占空比、最大频率并且使转换器实现on和off以在较低电压下提供更多或更少的功率。该方法利用了在低输出电压和在启动期间的零电压开关(zvs)。在轻负载和低输出电压情形下使用突发模式也是已知的。
17.上述方法减小了启动序列期间开关的应力，但是它们在正确评估转换器具有高输出功率和高输出电压工作范围以及非常轻的负载(例如，非常小的输出电容器)的情况时发现许多其它问题。在这些情况下，转换器可以提供的最大频率和最小占空比趋向于具有足够的功率来生成可能损坏开关的高涌浪电流。
18.当使用更简单的控制器时，最大工作频率可以接近谐振频率，因此即使将该频率取为最大，也不足以避免过电流，因为使用初始频率的现有技术至少在谐振频率的1.5至3倍之间。
19.另外，它还产生突然的输出电压增加和更多的输出电压纹波。
20.因此，在该技术领域中需要一种准确的启动控制方法，其允许对向输出端递送的功率进行更精确且离散的控制，以便(尤其是在轻负载状况期间)减小涌浪电流、快速电压斜率以及高电压纹波。


技术实现要素：

21.本发明通过提供一种包括两级的软启动和输出电压控制方法，令人满意地解决了现有技术的上述缺点，即：第一级或上升时间，其中，输出电压缓慢地增加直至达到输出目标电压，以及随后的第二级或保持时间，在该第二级或保持时间期间，控制谐振转换器输出电压以将其维持在期望值。
22.本发明还涉及一种dc-dc谐振转换器系统，该dc-dc谐振转换器系统包括适于根据上述方法进行操作的至少一个谐振转换器。在本发明的优选实施方式中，该系统包括串联和/或并联连接的多个谐振转换器。
23.根据本发明的谐振转换器包括：输入级，所述输入级包括具有半导体开关器件的
开关网络，以用于将dc输入电压转换成ac电压；谐振回路或电路，该谐振回路或电路连接在开关网络的接收ac电压的输出端处；以及转换器控制器，该转换器控制器用于控制开关网络的半导体开关器件的开关。
24.该控制器适于在谐振转换器的启动过程期间操作半导体开关器件，使得开关频率和占空比在第一时间间隔(t1)期间保持恒定。在第一时间间隔(t1)期间保持开关频率和占空比恒定防止了在启动过程的第一级(在电容器被更多地放电时正好是在电流上升时)的过电流，因此系统在转到下一间隔(t2)之前保持一定时间以使电流或电流增长的斜率稳定。
25.优选地，第一时间间隔(t1)在转换器启动的瞬间开始。第一时间间隔(t1)的持续时间可以基于以下标准之一来确定：
[0026]-例如，第一时间间隔(t1)被定义为保证llc初级电流的稳定化以便确保zvs模式的最小时间，其可以由本领域技术人员使用常规计算容易地确定。取决于输出电压预充电范围，该时间可以稍微不同(例如，对于150v至500v的预充电范围，第一时间间隔(t1)可以被定义为介于5ms至20ms之间)。
[0027]-确定第一时间间隔(t1)的持续时间的另一标准是基于输出电压测量结果：第一时间间隔(t1)被定义为实现某一输出电压阈值(例如，对于150v至500v的预充电范围，输出电压阈值应被设定为约100v)所需的时间。
[0028]-确定第一时间间隔(t1)的持续时间的另一标准是为达到稳定输出电压或稳态增加速率所需的时间。
[0029]
在本公开中，术语半导体开关器件指的是以任何种类的半导体技术(si、sic、gan和/或其它宽带隙器件)(但不限于此)构建的、在现有技术中已知的多种晶体管或其它功率开关器件(即：igbt、mosfet等)，其单独地、组合地或者具有表现为电流双向双象限开关器件的部分利用。
[0030]
优选地，该控制器适于在所述第一时间间隔(t1)期间按照使得开关频率最大并且占空比最小的方式操作转换器，其中，该最大频率和最小占空比是由比如微控制器、驱动器以及功率半导体开关器件的电路组件的容量(capacity)来确定的。
[0031]
最大开关频率和最小或最大占空比的含义属于本领域技术人员的公知常识，如已知最大开关频率和最小占空比是由硬件，即，由实现各个特定应用的组件(比如：微控制器、驱动器以及功率半导体开关器件)的容量来确定的。
[0032]
而且，对于本领域技术人员，已知的是：
[0033]-最小占空比是由所选择的驱动器拓扑(隔离电源、自举电路(bootstrap)等)来确定的。
[0034]-最大占空比被定义为50％(不考虑停滞时间(dead time))，因为更大的占空比将使变压器饱和，从而产生后果严重的情形，
[0035]-最大频率是由现有技术的所选择的组件、控制器以及所使用的组件的延迟来确定的。
[0036]-最小频率是由转换器的输出电压工作范围(例如《20％)来确定的。
[0037]
另外，该控制器还适于在启动过程期间，在与第一时间间隔(t1)连续的第二时间间隔(t2)期间，以开关频率逐渐减小并且占空比逐渐增大的方式操作转换器。优选地，占空
比在第二时间间隔(t2)期间逐渐增加直至最大值(即，直至约50％)或者低于最大值。当占空比达到其最大值时，第二时间间隔(t2)终止。
[0038]
在本发明的优选实施方式中，第二时间间隔(t2)处于5ms至200ms的范围内，更优选地是处于10ms至100ms的范围内。
[0039]
该控制器还适于，一旦占空比已经达到其最大值就在第三时间间隔(t3)期间操作转换器，在该第三时间间隔期间，开关频率逐渐减小(直至取决于所请求的电压和功率的值)，并且占空比保持恒定(在其最大值)。该第三时间间隔(t3)与第二时间间隔(t2)连续，并且该第三时间间隔持续直至达到转换器输出电压(uout)的设定点。
[0040]
在本发明的优选实施方式中，第三时间间隔(t3)处于20ms至500ms的范围内，更优选地是处于50ms至200ms的范围内。
[0041]
该控制器还适于使得在已经达到输出目标电压(第三时间间隔(t3)结束)时，以突发模式操作谐振转换器，以在谐振转换器的剩余操作期间维持期望的输出目标电压。
[0042]
优选地，该控制器还适于在第一时间间隔、第二时间间隔或第三时间间隔中的至少一个时间间隔期间，以突发模式操作谐振转换器。
[0043]
优选地，该控制器还适于操作开关网络，以设定半导体开关器件的驱动脉冲，从而执行开关网络的零电压开关(zvs)操作。
[0044]
在本发明的谐振转换器的输出端提供了输出级，该输出级可以被具体实施为基于二极管整流或者具有同步整流的任何种类的转换器或整流器，以提供谐振转换器的输出dc电压。该输出级或整流器是直接地或者借助于隔离变压器来联接至谐振电路的。
[0045]
在一些实施方式中，将变压器用于将输出级或整流器联接至谐振回路，使得变压器的初级绕组被联接至谐振回路，即，初级绕组是谐振回路的一部分，并且输出级或整流器被连接至变压器的次级绕组。
[0046]
可以将该开关网络具体实施为半桥电路，或者具体实施为如图1所示的全桥电路，其包括一个、两个或更多个支路。
[0047]
在优选实施方式中，该开关网络包括至少一个支路，所述至少一个支路包括两个半导体开关器件，所述两个半导体开关器件被串联连接在该开关网络的两个输入端子之间，并且该控制器优选地适于在停滞时间期间维持所述两个半导体开关器件关断，该停滞时间在由开关网络生成的两个连续半脉冲之间延伸。
[0048]
停滞时间是预定时段时间，并且它是开关必须被关断以避免跨导(cross-conduction)(同一支路的开关同时导通)的最小时间。
[0049]
优选地，该转换器控制器包括数字微控制器。
[0050]
本发明的另一方面还涉及一种用于控制谐振转换器的方法，其中，该谐振转换器优选地包括：输入级，该输入级包括开关网络以用于将dc输入电压转换为ac电压；被连接在开关网络的输出端处的谐振回路；以及用于控制开关网络的半导体开关器件的开关的转换器控制器；以及被联接至谐振回路的输出级或整流器。
[0051]
根据本发明的方法，该谐振转换器是通过在第一时间间隔(t1)期间保持开关频率和占空比恒定来启动的。优选地，该谐振转换器按照使得在该第一时间间隔(t1)期间，开关频率最大并且占空比最小的方式来操作。
[0052]
第一时间间隔(t1)的持续时间与上面针对本发明的转换器所定义的持续时间相
同。
[0053]
本发明的方法被优选为在谐振转换器中实现，该谐振转换器包括：包括半导体开关器件的开关网络，以用于将dc输入电压转换成ac电压；谐振电路，该谐振电路连接在开关网络的接收ac电压的输出端处；以及转换器控制器，该转换器控制器用于控制半导体开关器件的开关。
[0054]
优选地，该开关网络在启动过程期间是以突发模式操作的，这允许以非常低的占空比和高频率(非常低的功率和因此导致的涌浪电流)启动，具有以更好的离散化和精准确度来避免电压突然增加的优点。
[0055]
一旦当已经达到输出目标电压时完成启动过程，就在保持间隔期间还应用突发模式，以在谐振转换器的输出端处维持期望的输出目标电压。
[0056]
本发明的方法和转换器两者中的突发模式可以例如根据算法，以恒定的on时间和off时间来执行，或者以可变的on时间和off时间来执行。
[0057]
根据本发明的谐振转换器和控制方法(其结合了如上所述的突发模式、占空比以及频率变化)实现了对向输出端递送的功率的更精确且离散的控制，并因此限制了涌浪电流、快速电压斜率以及高电压纹波。另外，该谐振转换器和控制方法即使在轻负载状况期间，也能在启动过程中提供更多的输出电压和功率准确度。
[0058]
在根据本发明的上述谐振转换器和控制方法中，开关频率和占空比可以作为线性函数、作为斜坡上升或下降而改变，或者另选地，它们可以作为曲线或者作为任何算法而改变。以相同的方式，占空比在其最小值处开始并且频率在其最大值处开始，但是它们可以在另一点处开始以及在其它中间点(intermediate)结束。
[0059]
而且，在根据本发明的上述谐振转换器和控制方法中，可以仅通过修改脉冲宽度来进行占空比控制。另选地，当开关网络是全桥时，可以通过改变支路之间的相移并且将占空比维持在50％来完成占空比控制。类似地，可以将相移控制扩展至具有多于两个支路的其它开关网络拓扑。
[0060]
在上述保持间隔期间，对于转换器和方法两者，一旦已经达到输出目标电压，就像第二和更大的突发模式一样，通过导通(on)和关断(off)转换器来维持其滞后。如果输出电压降低到给定阈值(目标电压减去电压增量)以下，则再次启用突发模式操作；并且相反地，如果再次达到目标电压或者如果目标电压超过某一值，则停用突发模式操作。
[0061]
在启动过程和保持间隔期间使用突发模式操作提供了对输出电压的更精确控制，并且避免了在非常轻的负载状况下的电压过冲和更高的输出电压纹波。
[0062]
另外，本发明总体上提供了用于谐振转换器的精确软启动和输出电压控制方法，但是尤其适于需要非常宽的负载状况的应用(例如，从150v至800v以及0.5a至70a的高电压和电流/功率范围)。
[0063]
这种宽负载状况确定了谐振回路组件的选择和工作频率。例如，对于图1所示的llc-src转换器，当试图供应800v和30a(高电压和电流/功率)时，开关频率可以低于100khz，但是当试图向负载递送150v和0.5a(低电压和电流/功率)时，开关频率可以高于300khz，因此，应当将电路的谐振频率选择为高(例如，320khz)，以允许在低电压下提供该低功率。
[0064]
如上说明的，最大开关频率也受到针对各个实现选择的微控制器/驱动器/功率半
导体的容量的限制(例如，对于正常dsp和功率mosfet来说为350khz)，使得谐振频率高，但是硬件所允许的最大频率不会更高(例如，比率fmax/fresonant的范围通常在1.05到1.3之间变动，例如，对于350khz/320khz＝1.1，或者在其它实现中，比率fmax/fresonant可能是：1.3、1.25、1.2、1.15)。
[0065]
存在具有更高的工作频率的微控制器，但是它们是昂贵的，使得最终产品更昂贵，因此增加预充电电路可能有成本效益问题。在本发明中，由于控制器的低成本以及低成本控制过程，因此避免了对昂贵控制器的需要或者对预充电电路的需要。
[0066]
在这些情况下，以最大开关频率(例如，350khz)和50％的占空比进行预充电产生可能损坏半导体的高电流冲击。因此，当被用作在开始时具有较低占空比的预充电/软启动方法、特殊的开关模式和突发方法而不使用特殊的预充电电路时，本发明尤其有利。
[0067]
这对于允许以非常高的频率进行开关的那些硬件系统也不太关键，但是这会导致不必要的尺寸过大和成本过高。
[0068]
另外，本发明提供了一种尤其适于轻负载状况的快速且精确的软启动和输出电压控制方法(例如，允许将用于加电的电压控制到标称功率的0.003％)，这对于需要具有快速输出动态的高功率转换器(例如，在小于100ms至200ms内从0v预充电至800v)的那些应用尤其有利。此外，这意味着转换器的输出电容器的尺寸减小(例如，对于10kw至20kw设备是5uf至20uf，最常用的技术是基于mkp电容器，而不是数百uf或数千uf的大体积铝电容器)。
[0069]
此外，本发明提供了一种如上所述的精确软启动方法，其具有减小半导体应力的开关模式，这对于具有宽输出负载状况并且还具有低fmaximum/fresonant比率的系统尤其有益，以避免在低功率下的高频率要求。(例如，比率fmax/fresonant的范围通常在1.05到1.3之间变动，例如，对于350khz/320khz＝1.1，或者在其它实现中，比率fmax/fresonant可能是：1.3、1.25、1.2、1.15)。
[0070]
本发明的精确软启动方法消除了对转换器与负载之间的附加预充电系统(例如继电器 预充电电阻器 控制)的需要。例如，在车载充电器(obc)的情况下，传统系统具有功率继电器，该功率继电器在obc与电池之间具有限流电阻器，该限流电阻器被用于在开始对电池进行充电时对obc的输出电容器进行预充电。
[0071]
本发明可以被特别应用于汽车领域应用，但是它也可以被应用于包括dc至dc转换器的任何电源单元或功率转换器装置。
附图说明
[0072]
此后，参照附图，对本发明的优选实施方式进行描述，其中：
[0073]
图1示出了根据现有技术的在输出端处具有二极管整流器的llc-src拓扑的示例的电气图。图1还示出了实现本发明的硬件的一个实际示例。
[0074]
图2示出了根据现有技术的经典软启动两级方法的曲线图。
[0075]
图3示出了根据现有技术的同时改变频率和占空比的软启动方法的曲线图。
[0076]
图4示出了根据现有技术的经典突发模式序列的曲线图。
[0077]
图5示出了根据本发明的软启动和低负载电压维持控制方法的曲线图。图7放大了加框区域(缩放)。
[0078]
图6示出了根据本发明的在利用zvs的第一时间间隔(t1)和第二时间间隔(t2)期
间的开关模式的示例的曲线图。上图和中图示出了开关(sw1、sw4)(上图)和(sw2、sw3)(中图)的栅极处的电压脉冲，以获得输出电压(uab)(下图)。
[0079]
图7示出了在图5的曲线图中标识的加框区域(缩放)的放大视图。
具体实施方式
[0080]
图1示出了根据本发明的llc-src谐振转换器的示例性实现，其中，输入级是作为全桥电路的开关网络，而输出级是桥式二极管整流器。
[0081]
应理解，本发明涵盖任何类型的谐振转换器，以使在其它实际实现中，可以将该开关网络具体实施为半桥电路，或者具有多于两个支路的任何其它拓扑，并且可以将该输出级可以具体实施为基于二极管整流或者具有同步整流的任何种类的输出级或整流器，以提供谐振转换器的输出dc电压。该输出级或整流器是直接地或者借助于隔离变压器来联接至谐振电路的。
[0082]
回到图1的实施方式，其中所示的谐振转换器包括作为开关网络的全桥电路(1)，该全桥电路包括：具有串联连接的第一半导体开关器件(sw1)和第二半导体开关器件(sw2)的第一支路(1a)，以及包括串联连接的第三半导体开关器件(sw3)和第四半导体开关器件(sw4)的第二支路(1b)，其中，第一支路(1a)和第二支路(1b)在转换器的两个输入端子(2、3)之间相对于彼此并联连接，使得在输入端子(2、3)处连接的dc输入电压(uin)以已知的方式在全桥电路(1)的输出端(uab)处被转换成ac电压。
[0083]
该谐振转换器还包括谐振电路(4)，该谐振电路具有在全桥电路(1)的输出端(uab)处串联连接的电容器(c)和电感器(l)。该输出端(uab)被取在各个支路的半导体开关器件之间的两个中心连接处。
[0084]
谐振转换器包括被联接在开关网络(1)的输出端(uab)处的隔离变压器(tr)，使得变压器的初级绕组(tr1)与电容器(c)和电感器(l)串联联接，以使该初级绕组(tr1)也成为谐振回路(4)的一部分。
[0085]
该输出级是被连接至变压器(tr)的次级绕组(tr2)的全桥二极管整流器(5)，其后是输出电容器(c1)以平滑dc输出电压(uout)(5)。
[0086]
将用于控制半导体开关器件(sw1至sw4)的开关的转换器控制器(未示出)优选地实现为数字微控制器，并且该数字微控制器适于(即，被编程成)实现本发明的控制方法，如图5所表示的。
[0087]
本发明提供了一种用于谐振转换器的软启动和输出电压控制的控制方法，其中，将转换器操作为执行如图5所示的两个主要的依次发生的(sequential)级：
[0088]
第一级：上升时间，启动过程：
[0089]
该启动过程涉及三个依次发生的时间间隔(t1至t3)：
[0090]
t1：是第一时间间隔，其优选地正好在转换器启动的瞬间开始，其中，开关网络的半导体开关器件被操作成使得占空比和开关频率保持恒定，优选地，使占空比保持在其最小值(dmin)，并且开关频率保持在其最大值(fmax)。
[0091]
t2：是与第一时间间隔(t1)连续的第二时间间隔(t2)，在该第二时间间隔期间，占空比从其最小值增加至最大值(在这种情况下是接近50％)或者低于最大值的预定义值。在该第二时间间隔期间，开关频率从其最大值(fmax)缓慢减小，例如，作为线性函数或者作为
如图5所示的斜坡下降。当占空比达到其最大值(dmax)时，该第二时间间隔(t2)终止。
[0092]
t3：是与第二时间间隔(t2)连续的第三时间间隔，在该第三时间间隔期间，开关频率继续减小，直至输出电压(uout)达到所期望的设定点，该设定点取决于在各种情况下所请求的电压和功率。在该第三时间间隔期间，占空比被维持在其最大值(dmax)。
[0093]
如可以在图5中注意到，在启动过程期间，即，在时间间隔t1至t3期间，以受控转换速率(slew-rate)/斜率逐渐增加从零开始的输出电压(uout)。
[0094]
优选地，第二时间间隔(t2)比第三时间间隔(t3)短，以快速达到转换器的控制仅取决于开关频率的情形。
[0095]
如图6中表示的，在时间间隔(t1至t2)期间使用的开关技术基于对两个支路(1a、1b)的两个互补开关(例如，图1的开关网络中的(sw1、sw4)和(sw2、sw3))进行开关，以按照保证开关网络的零电压开关(zvs)并且使冲击电流(surge current)低的这种方式来设定半导体开关器件的驱动半脉冲。
[0096]
如图6更详细地所示，在第一时间间隔(t1)和第二时间间隔(t2)期间，为了生成第一半脉冲，互补开关(sw1、sw4)被导通(on)，而其它开关(sw2、sw3)仍保持在off状态。在生成第一半脉冲之后，开关(sw1、sw4)被关断(off)维持开关(sw2、sw3)off，使得所有开关被保持在off达第一停滞时间。
[0097]
在第一停滞时间之后并且为了生成第二半脉冲，其它互补开关(sw2、sw3)被导通(on)，而开关(sw1、sw4)被保持在off状态。
[0098]
在生成第二半脉冲之后，即，一旦由第一半脉冲和第二半脉冲(uab)形成了持续时间(tab)的完整周期(图6中的下图)，使开关(sw2、sw3)关断(off)，同时开关(sw1、sw4)保持off，使得所有开关再次保持off达第二停滞时间。
[0099]
对于uab信号时段的剩余部分，即，直至下一个周期的下一半脉冲的开始，所有开关(sw1、sw2、sw3、sw4)均保持off达off时间，如图6所示。
[0100]
停滞时间的持续时间是恒定的，而off时间在第一时间间隔t1与第三时间间隔t3期间是恒定的。off时间可以小于、等于或大于停滞时间。在第一时间间隔(t1)期间，off时间大于停滞时间。在第二时间间隔(t2)期间，当已经达到系统的最大占空比时，即，当在半脉冲之间仅存在停滞时间时，off时间为零。在时段(t3)中，当已经达到系统的最大占空比(dmax)时，off时间为零，如果占空比低于最大值，则off时间应当大于0。
[0101]
如图6所示，正好在第一半脉冲以及第二半脉冲之后存在停滞时间，即，正好在生成第一半脉冲之后所有四个开关(sw1至sw4)保持在off状态，并且正好在生成第二半脉冲之后也存在停滞时间，在该停滞时间期间，所有四个开关(sw1至sw4)保持在off状态。
[0102]
停滞时间是开关必须关断以避免同一支路的开关之间短路的最小时间。通常，针对处于100khz至1mhz范围内的开关频率，si的半导体开关需要低于200ns、更好地是介于150ms到200ns之间的停滞时间；对于sic，停滞时间低于150ns、更好地是介于50ns到150ns之间；并且对于gan，停滞时间低于150ns、更好地是介于20ns到150ns之间。
[0103]
除了上述停滞时间之外，在下一周期的半脉冲开始之前的第二停滞时间之后也存在off时间，使得所有四个开关(sw1至sw4)在off时间期间被维持在off状态。
[0104]
当使用仅具有带两个半导体开关器件的一个支路的转换器时，执行包括停滞时间和off时间段的上述相同的开关技术。
[0105]
该上述开关技术增加了(uab)最大频率(1/t
ab
)，同时维持50％占空比信号或者低于最大值的预定义值，并由此保证zvs并减小了冲击电流。此外，在所有四个开关(sw1至sw4)都被关断(off)的off时间期间，减小了电流，并由此减小了向负载递送的功率。因此，该开关技术允许：在启动期间冲击电流的减小、在该停滞和/或off时间期间的zvs以及在轻负载状况下的电压和功率准确度的提高。
[0106]
如图6所示，在间隔(t1)期间，半脉冲的持续时间在该时段期间是恒定的，然而在间隔(t2)期间，半脉冲比在第一时间间隔(t1)内宽，并且它们的持续时间随时间逐渐增加。原因是由于开关频率的减小增加了周期并且增加了占空比。
[0107]
如图7中表示的，控制器还适于在第一时间间隔(t1)、第二时间间隔(t2)或者第三时间间隔(t3)中的至少一个时间间隔期间，以突发模式操作开关网络。优选地，在上升时间的整个第一级期间执行突发模式操作。
[0108]
在突发模式期间，应用ton时段和toff时段，同时占空比和开关频率是恒定的或经修改的，如图7所表示的，这允许以非常低的占空比和最高频率(非常低的功率和因此导致的涌浪电流)启动，具有以更好的离散化和准确度来避免电压突然增加的优点。
[0109]
第二级：保持时间：
[0110]
一旦已经达到输出目标电压(uout)(第三时间间隔t3结束)，该第二级就开始，并且通过导通(on)和关断(off)开关网络来维持其滞后(hysteresis)，如同第二和更大的突发模式一样。如果输出电压降低到给定阈值(目标电压减去电压增量)以下，则再次启用突发模式操作；并且如果再次达到目标电压或者如果目标电压超过某一值，则停止突发模式操作。
[0111]
在该第二级期间，如同在第一级中一样，保持突发模式操作，如图5所表示的，这允许更精确地控制输出电压(uout)，从而避免了在非常轻的负载状况下的电压过冲和更高的输出电压纹波。