一种旋转变压器数字解调装置及方法与流程

1.本发明涉及传感器测试领域，具体涉及一种旋转变压器数字解调装置及方法。


背景技术：

2.旋转变压器作为一种位置传感器，广泛应用于电机以及工业控制领域。旋转变压器可以提供绝对的角度位置信息以及转速信息。旋转变压器由一个旋转的一次线圈和一个正交的二次线圈组成。一次侧线圈由激励信号驱动，二次侧线圈输出包含正余弦信息的载波。通常需要使用旋转变压器的模拟解调芯片将旋转变压器输出的载波模拟信号转换为含有角度信息和转速信息的数字信号。相比于传统的模拟解调方法，基于控制器mcu的数字解调方法，有着成本低，集成度高等特性，越来越多的在广大电机控制器上使用。数字解调的方法需要基于mcu上的片上adc采样旋转变压器的输出信号，并且通过pwm以及外围滤波器产生正弦的激励信号驱动旋转变压器。
3.现有的旋转变压器数字解调方法主要分为两种：一种是基于采顶点的解调方法，一种是基于滤波器的解调方法。传统的采顶点的解调方法通过在激励信号到达幅值顶点时采样，已经去除了耦合的激励信号进而得到旋转变压器输出的包络线。这种解调方法实际上每个激励信号周期只进行了一次采样，不满足奈奎斯特采样定理，引入了大量的量化误差、精准度低。基于滤波器的解调方法中，使用同步采样和相乘将激励信号分量频率上升，再由滤波器过滤掉激励信号；由于滤波器的引入，角度信息有较大的延迟，无法实时得到同步的角度信息。因此基于滤波器的方法无法用于高精度的转矩控制应用，应用范围窄。


技术实现要素：

4.本发明的目的是解决上述现有技术存在的不足，提供一种旋转变压器数字解调装置及方法，该方法可以降低旋转变压器解调带来的角度延迟，并且减少数字解调的量化误差，解调精准度高、适用范围宽的旋转变压器数字解调装置及方法。
5.本发明解决上述现有问题的技术方案是：
6.一种旋转变压器数字解调装置，其特征在于包括旋转变压器模块、旋转变压器输出采样模块、同步乘法器模块、外围电路模块、激励信号采样模块、包络线解调模块、pwm波生成模块、正弦激励信号占空比生成模块、锁相环模块和系统误差补偿模块；
7.正弦激励信号占空比生成模块与pwm波生成模块相连，正弦激励信号占空比生成模块用于控制pwm波生成模块产生携带正弦激励信号的pwm波；
8.pwm波生成模块与外围电路模块相连，外围电路模块用于对pwm波进行滤波、功率放大，得到正弦激励信号；
9.外围电路模块与旋转变压器模块相连，旋转变压器模块用于输出角度信息与正弦激励信号耦合产生的模拟信号；
10.旋转变压器模块与旋转变压器输出采样模块相连，旋转变压器输出采样模块用于采集旋转变压器的输出信号；
11.激励信号采样模块与外围电路模块相连，用于采集输出的正弦激励信号；
12.激励信号采样模块和旋转变压器输出采样模块分别与同步乘法器模块相连，同步乘法器模块用于将旋转变压器的输出信号与激励信号同步相乘；
13.同步乘法器模块与包络线解调模块相连，包络线解调模块用于解调包络线；
14.包络线解调模块与锁相环模块相连，锁相环模块用于输出包络线中的角度和转速；
15.锁相环模块与系统误差补偿模块相连，系统误差补偿模块将包络线的转速与系统的时间延迟相乘后与包络线的角度相加，得到旋转变压器的电角度，锁相环输出的转速为旋转变压器的转速。
16.本发明进一步改进，设有非正交扰动补偿模块模块，包络线解调模块的与非正交扰动补偿模块模块相连，非正交扰动补偿模块用于观测非正交误差，使用非正交误差对包络线中的误差进行补偿；
17.本发明中所述的外围电路模块包括滤波器电路和功率放大器电路。
18.本发明中所述的包络线解调模块为数值同步积分器，使用同步数值积分法解调包络线。
19.一种旋转变压器数字解调方法，其特征在于包括如下步骤：
20.步骤a.生成正弦激励信号：
21.控制pwm波生成模块的占空比，调制出携带正弦激励信号的pwm波；将pwm波经滤波、放大得正弦激励信号：v
exc_real
＝k
gain
sin(ω
exc
t)，k
gain
为放大增益，ω
exc
为正弦激励信号的频率；
22.步骤b.获取旋转变压器输出信号的包络线：
23.将正弦激励信号输入旋转变压器，同步过采样正弦激励信号和旋转变压器的输出信号，将这两个信号同步相乘，得相乘后的旋转变压器输出为：将相乘后的旋转变压器输出信号进行包络线解调，得旋转变压器的正弦输出和余弦输出的包络线信号(即：正弦包络线和余弦包络线)：
[0024][0025]
步骤c.通过锁相环获取角度与转速
[0026]
将正弦包络线和余弦包络线传递给锁相环，通过锁相环的park变换以及比例积分控制器得到角度的微分，通过锁相环的滤波器后得到转速；比例积分控制器输出的微分值经过积分后得到角度；(锁相环输出转速和角度)
[0027]
步骤d.补偿系统延迟：
[0028]
将系统延迟时间与锁相环输出的转速相乘得到(角度)补偿量，(角度)补偿量与锁
相环输出的角度相加得到旋转变压器的电角度。
[0029]
本发明中所述的系统延迟包括数值积分延迟、锁相环延迟以及控制器延迟；所述的系统延迟时间：其中，数值积分延迟，t
pll
为锁相环延迟，t
mcu
为控制器延迟。
[0030]
本发明进一步改进，步骤c前进行补偿包络线中的误差操作：
[0031]
将得到的正弦包络线与余弦包络线相乘，根据公式
[0032]
再经低通滤波器滤波以及反正弦函数，得到非正交延迟分量β
orth
；使用sigmoid函数计算非正交延迟分量的符号，后将该延迟分量与余弦包络线反余弦值相加进行补偿，再取余弦值、得补偿后的余弦包络线。正弦包络线和补偿后的余弦包络线输入锁相环，获取角度与转速。
[0033]
本发明所用的控制器基于aurix tc275芯片，主频为200mhz，包含ds-adc高精度模数转化器模块和高精度gtm脉冲宽度调制模块，并使用二阶运放组成的滤波和放大电路输出正弦激励信号。
[0034]
本发明的有益效果是：(1)使用同步数值积分的方法，有效的减少了角度延迟。(2)使用过采样与积分结合的方法，显著降低了量化误差。(3)在根源上消除直流偏置和激励延迟。(4)消除了传统数值积分法对于过零点采样的依赖。(5)使用非正交补偿方法对包络线中的误差进行了补偿，降低了非正交误差。
附图说明
[0035]
图1是本发明中旋转变压器数字解调装置的功能模块结构示意图。
[0036]
图2是本发明使用的正弦激励信号图。
[0037]
图3是本发明得到的正弦包络线与理想正弦包络线的对比图及其误差图。(a)为对比图、(b)为误差图。
[0038]
图4是本发明中非正交扰动补偿模块的功能模块结构示意图。
[0039]
图5是本发明中锁相环模块输出角度与函数的关系图。
[0040]
图6是本发明中锁相环模块获取角度和转速的功能模块结构示意图。
[0041]
图7是本发明中旋转变压器输出信号图。
[0042]
图8是本发明得到的角度与理想角度的对比图及其误差图。(a)为对比图、(b)为误差图。
[0043]
图9是本发明得到的转速和理想转速对比图。
[0044]
图10是本发明方法非正交补偿前后的余弦包络线误差对比图。
具体实施方式
[0045]
为使本技术实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本技术实施例
中的附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本技术一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本技术实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。
[0046]
因此，以下对在附图中提供的本技术的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本技术的范围，而是仅仅表示本技术的选定实施例。基于本技术中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本技术保护的范围。
[0047]
应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。
[0048]
旋转变压器背景介绍：
[0049]
旋转变压器为一种绝对位置传感器，包含一次侧线圈以及正交的两个二次侧线圈。其输入为正弦激励信号，输出为幅值变化的正弦和余弦信号。其输入信号为：
[0050]vexc
＝k
gian
sin(ω
exc
t)，其中k
gian
为激励信号的幅值增益，ω
exc
为激励信号的频率。其输出信号为v
x
和vy分别表示余弦和正弦输出信号，其中k
trans
表示旋转变压器的匝数比，ω
el
为旋转变压器工作时的电转速。通过对其输出的两个信号进行变换可以得到实时的绝对电角度以及旋转变压器的电转速。实际上由于存在制造精度以及时延问题，旋转变压器的输出存在非正交误差，激励延迟以及直流分量，上式中的激励信号输出实际为其中β
orth
表示非正交误差，β
exc
表示激励延迟，v
offset
表示直流分量，sin(ω
exc
t)为t时刻激励信号的正弦值，sin(ω
el
t)为t时刻旋转变压器工作时的电转速的正弦值。
[0051]
如图1所示的旋转变压器数字解调装置，包括旋转变压器模块1、旋转变压器输出采样模块2、同步乘法器模块3、外围电路模块4、激励信号采样模块5、包络线解调模块6、非正交扰动补偿模块9、pwm波生成模块7、正弦激励信号占空比生成模块8、锁相环模块10和系统误差补偿模块11；
[0052]
其中，正弦激励信号占空比生成模块8与pwm波生成模块7相连，正弦激励信号占空比生成模块8用于根据正弦激励信号角度控制pwm波生成模块7产生携带正弦激励信号的pwm波；
[0053]
pwm波生成模块7输出端与外围电路模块4输入端相连，外围电路模块4包括滤波器电路和功率放大器电路。外围电路模块用于对pwm波进行滤波、功率放大，获得到正弦激励信号；
[0054]
外围电路模块4输出端与旋转变压器模块1输入端相连，旋转变压器模块1用于输出角度信息与正弦激励信号耦合产生的模拟信号；
[0055]
旋转变压器模块1输出端与旋转变压器输出采样模块2输入端相连，旋转变压器输出采样模块2用于采集旋转变压器的输出信号；
[0056]
激励信号采样模块5输入端与外围电路模块4输出端相连，用于采集外围电路模块输出的正弦激励信号；
[0057]
激励信号采样模块5输出端和旋转变压器输出采样模块2输出端分别与同步乘法器模块3的输入端相连，同步乘法器模块3用于将旋转变压器的输出信号与正弦激励信号同步相乘；
[0058]
同步乘法器模块3输出端与包络线解调模块6输入端相连，包络线解调模块6用于解调包络线；本实施例中包络线解调模块6为数值同步积分器，使用同步数值积分法解调包络线，获得正弦包络线和余弦包络线；
[0059]
包络线解调模块6的输出端与非正交扰动补偿模块9输入端相连，非正交扰动补偿模块9用于观测非正交误差并对包络线进行补偿；从图4中可以看出，非正交扰动补偿模块包括乘法器模块、低通滤波器(lpf)模块、标幺模块、反正弦模块、补偿符号调节模块，反余弦模块、加法器模块和余弦模块，包络线解调模块的正弦包络线输出端和余弦包络线输出端与乘法器模块输入端相连，乘法器模块输出端与低通滤波器(lpf)模块输入端相连，低通滤波器(lpf)模块输出端与标幺模块输入端相连，标幺模块输出端与反正弦模块输入端相连，反正弦模块输出端与补偿符号调节模块输入端相连；包络线解调模块的余弦包络线输出端与反余弦模块输入端相连，反余弦模块输出端和补偿符号调节模块输出端分别与加法器模块输入端相连，加法器模块输出端与余弦模块输入端相连，余弦模块输出端输出补偿后的余弦包络线信号。
[0060]
包络线解调模块6的正弦包络线输出端和非正交扰动补偿模块9的余弦模块输出端与锁相环模块10输入端相连，锁相环模块10用于输出包络线中的电角度和电转速；
[0061]
锁相环模块10输出端与系统误差补偿模块11输入端相连，系统误差补偿模块11将包络线的转速与系统的时间延迟相乘后与包络线的角度相加，得到旋转变压器的电角度，锁相环输出的转速为旋转变压器的电转速。
[0062]
本实施例中所说的锁相环模块包括park变换模块、比例积分控制器模块(pi)、低通滤波器模块(lpf)和积分模块(1/s)。
[0063]
包络线解调模块的正弦包络线输出端和非正交扰动补偿模块的余弦模块输出端与park变换模块的输入端相连，park变换模块的q轴电压输出端与比例积分控制器模块输入端相连，比例积分控制器模块的输出端分别与低通滤波器模块和积分模块的输入端相连。锁相环的低通滤波器模块输出端输出旋转变压器的电转速，积分模块输出端输出电角度；park变换模块的输出端包括d轴电压输出端和q轴电压输出端；积分模块的输出端与park变换模块输入端相连，作为锁相环角度的反馈。
[0064]
使用上述旋转变压器数字解调装置实现的旋转变压器数字解调方法，包括如下步骤：
[0065]
步骤a.生成正弦激励信号：
[0066]
如图1所示，正弦激励信号的生成从生成pwm波的占空比开始，正弦激励信号占空比生成模块8根据需要生成的激励信号的频率ω
exc
，调节pwm波的占空比，其占空比的表达式为sin(ω
exc
t)。得到需要输出的占空比后，正弦激励信号占空比生成模块8控制pwm波生成模块7生成pwm波v
exc
(波v
exc
即携带正弦激励信号的pwm波)。随后通过外围电路模块4对v
exc
滤波和功率放大，得到正弦波v
exc_real
(正弦波v
exc_real
为正弦激励信号)，v
exc_real
＝k
gain
sin(ω
exc
t)，k
gain
为功率放大器的放大增益，ω
exc
为正弦激励信号的频率。外围电路模块4包括滤波器电路和功率放大器电路；其中滤波器为低通滤波器，截至频率为10ω
exc
；为
了能够更加精确的获得正弦激励信号，pwm波生成模块7输出的携带正弦激励信号的pwm波的频率为至少100ω
exc
。外围电路模块4中的滤波器为有源低通滤波器，其和功率放大器均使用运放构成，功率放大器放大后的激励信号v
exc_real
的幅值约为10v。图2所示为在激励频率为1k rad/s时的激励信号。
[0067]
步骤b.获取旋转变压器输出信号的包络线：
[0068]
首先，使用旋转变压器输出采样模块2和激励信号采样模块5，同步过采样旋转变压器模块1输出的信号v
x
和vy，以及从外围电路模块4输出的正弦激励信号v
exc_real
。过采样的采样比是可以变动的，过采样的采样比越高，角度更新的频率越快，得到的结果的量化误差越小。采样后将旋转变压器模块1输出的信号v
x
和vy与采样得到的正弦激励信号v
exc_real
使用同步乘法器模块3同步相乘，即每个采样周期得到一个同步相乘后的结果。旋转变压器输出的信号和正弦激励信号经过同步乘法器之后，得到的结果为
[0069]
经过了同步相乘后，旋转变压器的输出包络线已经与激励信号解耦。考虑到实际中的误差，旋转变压器正弦输出经过同步乘法器之后为：
[0070][0071]
余弦输出信号经过同步乘法器之后的输出为：
[0072][0073]
同步乘法器模块3的输出传递给包络线解调模块6进行包络线解调，本实施例中的包络线解调模块6为数值同步积分模块，使用数值同步积分法进行包络线解调。在同步乘法器中，包络线已经与激励信号解耦；数值同步积分环节需要在输入的同步乘法器信号中提取出来包络线信息。数值同步积分的积分区间为一个正弦激励信号周期t
exc
。由于数值同步积分环节对于旋转变压器的余弦输出和正弦输出的作用流程是一样的，所以下面主要分析正弦输出的数值同步积分。经过同步数值积分后的正弦输出为：
[0074]
其中t0为开始积分的时刻。考虑到旋转变压器的误差，同步乘法器输出中的误差项分别存在于和sin(ω
exc
t β
exc
)v
offset
中。这两项都是三角周期函数，其周期分别是和t
exc
。而数值同步积分模块的积分区间为t
exc
，因此经过本方法中的数值积分之后，这两项误差项都被消除了。通过同步乘法器和数值同步积分的配合使用，激励延迟β
exc
和直流分量v
offset
都被消除了。余弦输出信号的原理相同，在经过数值同步积分之后，只有非正交误差还没有被消除。再经过幅值标幺化后，就可以得到旋转变压器的包络线；经
过同步乘法器和数值同步积分环节之后，标幺得输出的正弦包络线和余弦包络线为：
[0075]
其中k
corr
为幅值标幺化系数。经过同步乘法器和数值同步积分器后得到的包络线与理想包络线的对比及误差如图3所示。因为使用了过采样和同步积分法，可以实现角度信息以采样频率更新，降低了量化误差以及角度延迟。因为在进行数值同步积分前使用了同步乘法器，所以同步数值积分不受旋转变压器的输出信号的过零点限制。
[0076]
步骤b1.补偿包络线中的误差
[0077]
旋转变压器的输出信号中包含多种误差，其中激励延迟和直流分量都在步骤b中消除了。步骤b1主要针对非正交误差进行补偿。因此，设计了一种基于三角变换的非正交扰动补偿模块9，非正交扰动补偿模块9的具体功能模块图如图4所示。
[0078]
将步骤b获得的正弦包络线和余弦包络线相乘，得到解耦的非正交误差正弦函数：将非正交误差正弦函数通过低通滤波器(lpf)滤波以及反正弦函数，得到非正交延迟β
orth
。
[0079]
由于反余弦函数和余弦函数的微分在不同角度区间时不同，无法直接补偿给旋转变压器的余弦包络线，因此需要根据角度不同调节补偿的符号。进行补偿的环节函数为：当旋转变压器的角度在((2k-1)π,2kπ)时k∈n，余弦函数的微分为正而反余弦函数的微分为负，两个函数的微分符号并不相同。因此当旋转变压器的角度在此区间内，补偿的角度应为正的延迟，所以n为0。而当在(2kπ,(2k 1)π)时，余弦函数的微分为负，反余弦函数的微分也为负，两个函数的微分符号相同，补偿的角度应为负的延迟，因此n为1。但是，如果生硬的在一点进行补偿延迟角度的符号的突变，会造成一个大小的扰动尖峰，很大程度上影响了系统稳定性。因此使用sigmoid函数在符号变化角度前后产生缓冲带，补偿的函数表达式变为：其中进行补偿项的符号函数，为锁相环模块输出的电角度，其初始值为0。
[0080]
的函数式为：
其中θ
buff
为缓冲带(缓冲角度)的大小。图5所示为缓冲角度为时的函数根据角度变化的对比图。
[0081]
步骤c.通过锁相环获取角度与转速
[0082]
补偿完包络线的误差后，正弦包络线和余弦包络线作为输入进入锁相环模块10。图6所示为锁相环获取角度和转速的结构图。其中park变换的表达式为：经过park变换和比例积分控制器pi后可以得到角度的微分，通过锁相环的低通滤波器后可以得到旋转变压器的电转速；得到的角度微分经过积分之后可以得到电角度。
[0083]
步骤d.补偿系统延迟
[0084]
本旋转变压器数字解调系统中使用了数值积分，即定积分。因此引入了积分的延迟，延迟时间为半个激励信号周期：除此之外，还有锁相环的延迟t
pll
以及控制器的延迟t
mcu
。因此可以得到系统的延迟为可以认为在时间较短的系统延迟内，旋转变压器的电转速是不变的，因此，系统误差补偿模块11将锁相环输出的转速和系统延迟相乘得到系统延迟补偿的角度，将补偿角度与锁相环输出角度相加得到本系统最终输出的旋转变压器的电角度为：
[0085]
本发明中采用aurix tc275为旋转变压器数字解调系统的控制器。使用由二阶运放组成的有源滤波器以及功率放大电路作为激励信号输出拓扑电路。实验中的旋转变压器电转速为100rpm；激励信号的周期为1khz；采样的频率为100khz；引入的非正交延迟为0.2度。旋转变压器系统使用ni的pxi机组进行模拟，其中基于fpga的板卡pxie-7846r进行旋转变压器的模拟，同时提供理想包络线与角度、转速信息，并通过pxi-8512板卡进行can通信。
[0086]
图7所示为模拟的旋转变压器依据输入的激励信号输出的正弦和余弦信号。图8所示为通过本发明获得的数字解调系统得到的角度和理想角度的比较；由图可知，本方法可以较好的跟随理想角度，在100rpm的工况下得到的误差为20.87arc min。图9所示为本发明方法得到的转速和理想转速的对比图。由图所知，本发明可以稳定的跟随理想转速，获得的转速和理想转速的误差仅为0.07rpm。图10所示为本发明方法非正交补偿前后的余弦包络线误差对比，非正交补偿显著降低了误差。
[0087]
综上，本发明所提出了一种基于数值同步积分的旋转变压器数字解调方法。通过
使用数值同步积分的包络线解调方法，可以有效减少数字解调系统获取的角度的延迟。过采样与积分相配合使用，可以降低采样过程中的量化误差。使用同步乘法器与积分环节相配合，可以去除激励延迟以及旋转变压器的直流分量。同时，在积分前使用同步乘法器解耦激励与包络线信号，省略掉了旋转变压器输出的过零检测环节。本方法设计了基于三角变换的扰动观测器，用来补偿旋转变压器输出的非正交延迟。同时，设计了基于sigmoid的衔接函数从而平滑补偿后的余弦包络线。