可变结构整流LLC谐振变换器及控制方法

可变结构整流llc谐振变换器及控制方法
技术领域
1.本发明涉及电力电子技术领域，具体地，涉及一种可实现超宽电压增益的可变结构整流llc谐振变换器及控制方法。


背景技术：

2.llc谐振变换器一直以来都受到业界的广泛关注，并已广泛应用于诸如服务器电源、家用电器电源以及电动汽车车载充电机等各个不同的领域。尽管llc谐振变换器拥有优异的零电压开关(zvs)和零电流开关(zcs)性能，但为了满足不同应用领域的需求，在设计llc谐振变换器时，仍然需要在转换效率和输出电压范围之间进行权衡。
3.如果llc谐振变换器工作在谐振频率附近，可以轻易地实现高效率和高功率密度。然而，当其应用于要求较大输出电压和负载调节范围的领域时，传统llc谐振变换器将很难在实现上述要求的同时仍然保持较高的效率。事实上，为了使得llc谐振变换器能够以更高的效率满足各种应用场景的要求，新的拓扑变化和创新正在不断出现。


技术实现要素：

4.为了克服传统llc谐振变换器的缺点，实现在输出宽电压范围的同时仍然能够保持较高的转换效率，本发明提出了一种可实现超宽电压增益的可变结构整流llc谐振变换器控方法。通过改变可变结构整流器的工作模式，再自适应调整llc谐振变换器输入端工作在全桥工作模式或半桥工作模式，高效率拓宽了变换器的输出电压范围。
5.根据本发明提供的可变结构整流llc谐振变换器，包括直流电源、全桥逆变电路、llc谐振腔、隔离变压器、可变结构整流器以及滤波电容；
6.所述全桥逆变电路一方面连接所述直流电源，另一方面通过llc谐振腔与隔离变压器的初级绕组连接；
7.所述隔离变压器的次级绕组连接可变结构整流器；所述滤波电容连接所述可变结构整流器；所述滤波电容用于可变结构整流器输出给定电压时的滤波。
8.优选地，所述全桥逆变电路包括开关管q1、开关管q2、开关管q3以及开关管q4；
9.所述开关管q1的d端连接所述直流电源的正极，所述开关管q1的s端连接所述开关管q2的d端，所述开关管q2的s端连接所述直流电源的负极；
10.所述开关管q3的d端连接所述直流电源的正极，所述开关管q3的s端连接所述开关管q4的d端，所述开关管q4的s端连接所述直流电源的负极。
11.优选地，所述llc谐振腔包括谐振电容cr、谐振电感lr以及磁化电感lm；
12.所述谐振电容cr的一端连接在所述开关管q1的s端与所述开关管q2的d端之间以及所述开关管q3的s端与所述开关管q4的d端之间；
13.所述谐振电容cr的另一端连接所述谐振电感lr的一端，所述谐振电感lr的另一端的另一端连接所述磁化电感lm的一端，所述磁化电感lm的另一端连接在开关管q3的s端与所述开关管q4的d端之间；
14.所述磁化电感lm与所述隔离变压器的初级绕组并联。
15.优选地，所述可变结构整流器包括电容器cb、开关管q5、开关管q6、二极管d1以及二极管d2；
16.所述隔离变压器的次级绕组一端连接所述电容器cb的一端，另一端连接所述开关管q6的s端和二极管d2的负极；
17.所述电容器cb的另一端连接开关管q5的d端和二极管d1的正极；所述开关管q5的s端连接所述开关管q6的d端；
18.所述二极管d1的负极和所述二极管d2的正极形成给定电压的输出端。
19.优选地，所述滤波电容包括滤波电容c
o1
和滤波电容c
o2
；
20.所述滤波电容c
o1
的一端连接所述二极管d1的负极，另一端连接所述开关管q5的d端和所述滤波电容c
o2
的一端；
21.所述滤波电容c
o2
的一端连接所述二极管d2的正极。
22.根据本发明提供的权利要求2至5任一项所述的可变结构整流llc谐振变换器的控制方法，其特征在于，包括：
23.当开关管q1和q4交替导通以及开关管q2和q3交替导通时，所述变换器处于全桥工作模式；
24.当开关管q1和q2交替导通，q3常闭，q4常开时，所述变换器处于半桥工作模式；其中半桥工作模式下变压器副边绕组压降为全桥模式下的一半。
25.优选地，所述全桥工作模式包括全桥vqr模式和全桥vdr模式；所述半桥工作模式包括半桥vdr模式；
26.其中，全桥vqr模式下输出电压为全桥vdr模式的两倍，而全桥vdr模式下的输出电压为半桥vdr模式的两倍。
27.优选地，当变换器前端处于半桥工作模式，可变结构整流器为两倍压整流模式时，此时变换器即以半桥vdr模式运行；
28.当变换器前端处于全桥工作模式，可变结构整流器为两倍压整流模式时，此时变换器即以全桥vdr模式运行；
29.当变换器前端处于全桥工作模式，可变结构整流器为四倍压整流模式时，此时变换器即以全桥vqr模式运行。
30.与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
31.本发明通过改变可变结构整流器的工作模式，再自适应调整llc变换器输入端以全桥模式或者半桥模式运行，可以使得变换器分别工作在半桥vdr模式、全桥vdr模式、全桥vqr模式，本发明在三种模式下工作时，全桥vqr模式的输出电压为全桥vdr模式的两倍，而全桥vdr模式的输出电压为半桥vdr模式的两倍，显著扩展了llc谐振变换器的输出电压范围；另外，本发明在显著扩展变换器输出电压范围的同时，其工作频率范围仍然保持在合理区间以内，这使得系统能够在全输出电压范围之内拥有较高的效率。
附图说明
32.通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
33.图1为本发明实施例中可变结构整流llc谐振变换器的拓扑示意图；
34.图2为本发明实施例中变换器工作在全桥vdr模式时的关键波形示意图；
35.图3(a)、(b)、(c)、(d)、(e)、(f)示出了本发明实施例中变换器工作在全桥vdr模式时的等效电路图；
36.图4为本发明实施例中变换器工作在半桥vdr模式时的关键波形示意图；
37.图5示出了本发明实施例中变换器工作在半桥vdr模式时的等效电路图；
38.图6为本发明实施例中变换器工作在全桥vqr模式时的关键波形示意图；
39.图7(a)、(b)、(c)示出了本发明实施例中变换器工作在全桥vqr模式时的等效电路图；
40.图8为本发明实施例中可变结构整流llc谐振变换器在不同模式下的输出电压曲线；以及
41.图9为本发明实施例中谐振变换器控制方法的控制逻辑框图。
具体实施方式
42.下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。
43.图1为本发明实施例中可变结构整流llc谐振变换器的拓扑示意图，如图1所示，在本发明提供的可变结构整流llc谐振变换器包括直流电源、全桥逆变电路、llc谐振腔、隔离变压器、可变结构整流器以及滤波电容；
44.所述全桥逆变电路一方面连接所述直流电源，另一方面通过llc谐振腔与隔离变压器的初级绕组连接；
45.所述隔离变压器的次级绕组连接可变结构整流器；所述滤波电容连接所述可变结构整流器；所述滤波电容用于可变结构整流器输出给定电压时的滤波。
46.在本发明实施例中，所述全桥逆变电路包括开关管q1、开关管q2、开关管q3以及开关管q4；
47.所述开关管q1的d端连接所述直流电源的正极，所述开关管q1的s端连接所述开关管q2的d端，所述开关管q2的s端连接所述直流电源的负极；
48.所述开关管q3的d端连接所述直流电源的正极，所述开关管q3的s端连接所述开关管q4的d端，所述开关管q4的s端连接所述直流电源的负极。
49.所述llc谐振腔包括谐振电容cr、谐振电感lr以及磁化电感lm；
50.所述谐振电容cr的一端连接在所述开关管q1的s端与所述开关管q2的d端之间以及所述开关管q3的s端与所述开关管q4的d端之间；
51.所述谐振电容cr的另一端连接所述谐振电感lr的一端，所述谐振电感lr的另一端的另一端连接所述磁化电感lm的一端，所述磁化电感lm的另一端连接在开关管q3的s端与所述开关管q4的d端之间；
52.所述磁化电感lm与所述隔离变压器的初级绕组并联。
53.所述可变结构整流器包括电容器cb、开关管q5、开关管q6、二极管d1以及二极管
d2；
54.所述隔离变压器的次级绕组一端连接所述电容器cb的一端，另一端连接所述开关管q6的s端和二极管d2的负极；
55.所述电容器cb的另一端连接开关管q5的d端和二极管d1的正极；所述开关管q5的s端连接所述开关管q6的d端；
56.所述二极管d1的负极和所述二极管d2的正极形成给定电压的输出端。
57.所述滤波电容包括滤波电容c
oi
和滤波电容c
o2
；
58.所述滤波电容c
o1
的一端连接所述二极管d1的负极，另一端连接所述开关管q5的d端和所述滤波电容c
o2
的一端；
59.所述滤波电容c
o2
的一端连接所述二极管d2的正极。
60.在本发明实施例中，所述直流电源采用400v的直流电源。
61.在本发明实施例中，可以借助两个开关管q5和q6，可以调节和改变电容器cb的放电回路。
62.如果电容器cb的放电回路总是提供给c
o1
和c
o2
的串联组合，此时vsr将作为两倍压整流器vdr(voltage-doublerrectifier)运行。在这种情况下，当变换器输入端开关管q2和q3开通时，变压器副边绕组通过q5和q6的体二极管向电容器cb充电。系统达到稳态时，电容器cb两端的电压等于变压器副边绕组上的电压，即v
cb
＝vs。当变换器输入端开关管q1和q4开通时，变压器副边绕组与电容器cb同时向负载提供能量，此时输出电压vo＝v
cb
vs，即vo＝2vs。
63.如果cb的放电回路交替提供给c
o0
和c
o2
，此时vsr作为四倍压整流器vqr(voltage-quadrupler rectifier)运行。当变换器输入端开关管q2和q3开通时，变压器副边绕组通过q5和q6的体二极管向电容器cb充电。系统达到稳态时，电容器cb两端的电压等于变压器副边绕组上的电压，即v
cb
＝vs。当变换器输入端开关管q1和q4开通，可变结构整流器中的q5或q6管也开通时，变压器副边绕组与电容器cb向输出滤波电容c
o1
或c
o2
交替提供能量。在这种情况下v
co
＝v
co2
＝2vs，而输出电压vo＝v
co1
v
co
＝4vs。
64.llc谐振变换器前端是由四个mosfet构成的全桥拓扑，所有开关管q1-q4都具有恒定占空比，采用变频调制来调节输出电压。
65.在本发明中，通过改变四个开关管的驱动信号，可以使其工作在全桥工作模式或者半桥工作模式。由llc谐振变换器增益公式可知，当其工作在全桥模式且工作频率为谐振频率时，变压器副边输出电压(其中n为变压器匝比)。而当其工作在半桥工作模式时，变压器副边输出电压由此可见，在相同输入电压和谐振腔增益之下，llc谐振变换器以全桥工作模式运行时变压器副边的输出电压vs是以半桥工作模式运行时的两倍。
66.在本发明实施例中，可变结构整流llc谐振变换器包括半桥vdr模式、全桥vdr模式以及全桥vqr模式；
67.由于半桥vdr模式和全桥vdr模式仅有输入端拓扑不同，所以本发明中将着重介绍全桥vdr模式和全桥vqr模式。其中，全桥vdr模式关键波形如图2所示，各模态等效电路图如图3所示；半桥vdr模式关键波形如图4所示，各模态等效电路图如图5所示；全桥vqr模式关键波形如图6所示，各模态等效电路图如图7所示。
68.在本发明实施例中，可变结构整流llc谐振变换器在全桥模式下主侧开关管q1至q4的工作原理与传统的全桥llc谐振转换器相同。所有四个mosfet具有恒定占空比，q1和q4共享相同的驱动信号，而q2和q3同样共享相同的驱动信号，采用变频调制来调节输出电压。当变换器在全桥vdr模式下工作时，可变结构整流器中的两个开关管q5和q6都关闭。而如果在全桥vqr模式下工作时，当主侧开关管q1和q4被打开，可变结构整流器中两个开关管q5或q6中只有一个被打开。因此，q5和q6的开关周期比开关q1和q4的开关周期增加一倍，开通占空比为0.25。
69.变换器工作在全桥vdr模式时，其关键波形如图2所示。在一个周期中有六个切换阶段。各阶段的等效电路如图3所示。
70.图3(a)为第一阶段[t0，t1]等效电路图，如图3(a)所示，在t0之前、q1和q4都开通，此时谐振电容cr和谐振电感lr与磁化电感lm发生谐振，变压器副边绕组上所有的开关管和二极管均关断。在t0时刻，q1和q4关闭时，由于谐振电流方向依然为正，所以q2和q3的体二极管正向导通，为下一时刻q2和q3管的零电压开通做好准备。同时，q5和q6的体二极管被正向导通。
[0071]
图3(b)为第二阶段[t1，t2]等效电路图，如图3(b)所示，在t1时刻，q2和q3实现零电压开通。在阶段i和阶段ii中，谐振电感lr与谐振电容cr发生谐振，磁化电感lm被输出电压钳位，电容器cb由变压器副边绕组通过q5和q6的体二极管进行充电。
[0072]
图3(c)为第三阶段[t2，t3]等效电路图，如图3(c)所示，在t2时刻，谐振电容cr和谐振电感lr与磁化电感lm发生谐振，变压器副边线圈电流为零，电容器cb停止充电。
[0073]
图3(d)为第四阶段[t3，t4]等效电路图，如图3(d)所示，在t3时刻，q2和q3被关闭，由于谐振电流方向依然为负，q1和q4的体二极管开通，为下一阶段的零电压开通做准备。同时，整流二极管d1和d2都开通。
[0074]
图3(e)为第五阶段[t4，t5]等效电路图，如图3(e)所示，在t4时刻，q1和q4通过和zvs开启。在第四和第五阶段，谐振电容cr和谐振电感lr发生谐振，电容器cb与变压器副边绕组串联，向输出滤波电容c
o1
和c
o2
的串联组合同时提供能量。此时输出电压vo＝v
cb
vs，即vo＝2vs。
[0075]
图3(f)为第六阶段[t5，t6]等效电路图，如图3(f)所示，在t5时刻，谐振电容cr和谐振电感lr与磁化电感lm发生谐振，变压器副边绕组上电流为零，二极管d1和d2实现零电流关断。
[0076]
以上详细分析了可变结构整流llc谐振变换器工作在全桥vdr模式下的运行原理，下面将对全桥vqr模式进行模态分析。
[0077]
全桥vqr模式关键波形如图4所示。与全桥vdr模式相比，唯一的区别是变压器副边绕组上连接的开关管q5和q6的工作方式不同。具体表现为，当主侧开关管q1和q4被打开，可变结构整流器中的两个开关管q5和q6中只有一个被打开。因此，开关管q5和q6的开关频率比q1和q4的开关周期增加了一倍，且占空比为0.25。
[0078]
全桥vqr模式下的第一阶段[t0、t1]、第二阶段[t1、t2]、第三阶段[t2、t3]的工作原理和等效电路分别与全桥vdr模式下的第一阶段、第二阶段、第三阶段相同，这里不再赘述。
[0079]
图7(a)为第四阶段[t3，t4]等效电路图，如图7(a)所示，在t3时刻，q2和q3被关闭，
变压器副边开关管q5实现零电压开通。由于谐振电流方向依然为负，q1和q4的体二极管开通，为下一阶段的零电压开通做准备。同时，整流二极管d1截至，d2都开通。
[0080]
图7(b)为第五阶段[t4，t5]等效电路图，如图7(b)所示，在t4时刻，q1、q4实现零电压开通。在第四阶段和第五阶段，谐振电容cr和谐振电感lr发生谐振，由于q5管被开通，变压器副边与电容器cb同时向c
o2
进行充电。
[0081]
图7(c)为第六阶段[t5，t6]等效电路图，如图7(c)所示，在t5时刻，谐振电容cr和谐振电感lr与磁化电感lm发生谐振，变压器副边电流减小至零，此时二极管d2实现零电流关断。即使q5管已开通，在这个阶段也没有向输出提供电流，直到t6时刻，q5管实现零电流关断。
[0082]
需要注意的是，在下一个开关循环中，开关管q5关闭，q6打开，电容器cb放电回路改变为只向电容c
o1
进行充电。因此，电容器c
o1
和c
o2
上的电压是自平衡的，即v
co1
＝v
co2
＝0.5vo。
[0083]
由上文可知，如果电容器cb的放电回路总是提供给c
o1
和c
o2
的串联组合，此时vsr将作为两倍压整流器vdr(voltage-doubler rectifier)运行。在这种情况下，当变换器输入端开关管q2和q3开通时，变压器副边绕组通过q5和q6的体二极管向电容器cb充电。系统达到稳态时，电容器cb两端的电压等于变压器副边绕组上的电压，即v
cb
＝vs。当变换器输入端开关管q1和q4开通时，变压器副边绕组与电容器cb同时向负载提供能量，此时输出电压vo＝v
cb
vs，即vo＝2vs。值得注意的是，在本发明中，通过改变四个开关管的驱动信号，可以使其工作在全桥工作模式或者半桥工作模式。
[0084]
由llc谐振变换器增益公式可知，当其工作在全桥模式且工作频率为谐振频率时，变压器副边输出电压：
[0085]
(其中n为变压器匝比)
[0086]
当其工作在半桥工作模式时，变压器副边输出电压：
[0087]
(其中n为变压器匝比)
[0088]
由此可见，在相同条件之下，llc谐振变换器以全桥工作模式运行时变压器副边的输出电压vs是以半桥工作模式运行时的两倍。所以相同增益下变换器工作在全桥vdr模式时的输出电压是半桥vdr模式的两倍。
[0089]
如果cb的放电回路交替提供给c
o1
和c
o2
，此时vsr作为四倍压整流器vqr(voltage-quadrupler rectifier)运行。当变换器输入端开关管q2和q3开通时，变压器副边绕组通过q5和q6的体二极管向电容器cb充电。系统达到稳态时，电容器cb两端的电压等于变压器副边绕组上的电压，即v
cb
＝vs。当变换器输入端开关管q1和q4开通，可变结构整流器中的q5或q6管也开通时，变压器副边绕组与电容器cb向输出滤波电容c
o1
或c
o2
交替提供能量。在这种情况下v
co1
＝v
co2
＝2vs，而输出电压vo＝v
co1
v
co2
＝4vs。
[0090]
综上所述，半桥vdr模式下变压器副边绕组上的电压为vs/2，输出电压vo＝vs；全桥vdr模式下变压器二次绕组上的电压为vs，输出电压vo＝2vs；而全桥vqr模式下变压器二次绕组上的电压为2vs，输出电压vo＝4vs。
[0091]
图8为本发明实施例中可变结构整流llc谐振变换器在不同模式下的输出电压曲线，图9为本发明实施例中谐振变换器控制方法的控制逻辑框图，如图8、图9所示，当电压
vset大于等于100v时，进入全桥工作模态，当电压vset小于100v时进入半桥vdr工作模态，电压vset大于等于220v时，进入全桥vqr工作模态，电压vset小于220v时，进入全桥vdr工作模态。
[0092]
结果表明，本发明将llc谐振变换器与可变结构整流器相结合，通过自适应地切换不同的工作模式，可以在一个相对较窄的开关频率范围之内显著扩展变换器的输出电压范围，实现超宽电压输出，给llc谐振变换器能够高效率运行在宽输出电压领域带来了可行方案。
[0093]
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。