多电平变流器特定谐波消除调制方法及系统

1.本发明涉及变流器控制技术领域，具体涉及一种在线自适应的模块化多电平变流器特定谐波消除调制方法及系统。


背景技术：

2.特定谐波消除脉宽调制(she-pwm)技术在实际工业条件中的应用，需要考虑以下问题：1)直流电压存在波动，如果开关角仍采用理想条件下的解，将会导致输出电压波形中产生相当大的低次谐波；2)模块化多电平变流器由多个差异很小的单元组成，死区时间和传输延时会导致开关角的偏移，称之为超前滞后位移(llp)引起的误差，这同样会导致输出波形中产生低次谐波误差。
3.特定谐波消除脉宽调制(she-pwm)可以精确地消除各低次谐波，与传统的载波脉宽调制相比，在相同的开关频率下具有较高的波形质量，是一种非常适合于高功率高电压工业应用的调制策略。实现she-pwm技术的关键在于开关角的生成，最常用的方法是：1)通过离线的解析、数值或启发式搜索算法，以离散形式确定数十个最优解；2)将这些解存储在查找表中；3)通过线性插值的方法，在线计算任意给定调制比的近似解。然而，上述she-pwm的解决方案通常基于两个前提：1)变流器的直流电压均匀恒定，即理想直流电源；2)忽略了开关角的偏移误差。但这些假设在实际的工业应用中可能不满足，特别是大功率模块化多电平变流器。
4.首先，在非理想直流源(nid)，即直流电压波动的情况下，如果开关角仍采用理想情况下的解，将会导致输出电压波形中产生相当大的低次谐波。针对这一问题，现有方法采用人工神经网络，利用波动的直流电压数据集训练产生开关角。在这些方法中，必须将所有直流电压作为神经网络的输入。然而，这种基于神经网络的方法需要事先获得详细的直流电压数据，以离线训练神经网络。因此，性能严重依赖于训练集，且训练与变流器模型参数高度相关。这种离线预设方法不能保证基于有限训练数据的输出开关角的准确性。另一种解决方法是加快求解速度，以应对nid引起的误差。
5.其次，多电平变流器的偏置误差也会影响输出波形的电能质量。因为多电平变流器通常由许多单个差异很小的单元组成。开关角度的非理想因素，如死区时间和传输延时，会产生低次谐波误差，对she-pwm产生负面影响。现有的一种she相位抖动方法来补偿背景扰动，该方法需要根据变流器的模型参数进行设计。然而在实践中脉动位置难以测量。换句话说，由于llp引起的误差属于黑盒误差，因而没有太多关于模型参数的可用信息，无法用于工业实践。
6.此外，现有技术多利用dspace控制系统作为算法执行平台，但实验室的高性能控制系统不符合实际工业应用场景的低成本需求。


技术实现要素：

7.本发明的目的在于提供一种控制精度高、计算速度快、无需调整控制参数、具有较
高的普适性的在线自适应的模块化多电平变流器特定谐波消除调制方法及系统，以解决上述背景技术中存在的至少一项技术问题。
8.为了实现上述目的，本发明采取了如下技术方案：
9.一方面，本发明提供一种多电平变流器特定谐波消除调制方法，包括：
10.采集模块化多电平变流器输出相电压；
11.基于模块化多电平变流器输出相电压，计算实际谐波频谱；
12.结合实际谐波频谱和基于基波调制比生成的电压矢量的误差，计算扰动补偿角；
13.将计算得到的扰动补偿角与对应的离线计算得到的不同基波调制比下的开关角相加，得到实际的开关角，用于直接驱动所述模块化多电平变流器。
14.优选的，离线计算得到的不同基波调制比下的开关角，包括：采用径向基神经网络、反向传播神经网络或经典的查找表，离线求解不同基波调制比对应的开关角的解。
15.优选的，实时采集模块化多电平变流器输出相电压，并进行快速傅里叶变换，获得实际谐波频谱。
16.优选的，将实际谐波频谱和参考值的误差送入多目标优化代价函数中，利用粒子群优化算法进行求解，当粒子群优化算法链路的收敛，得到扰动补偿。
17.第二方面，本发明提供一种多电平变流器特定谐波消除调制系统，包括：
18.采集模块，用于采集模块化多电平变流器输出相电压；
19.第一计算模块，用于基于模块化多电平变流器输出相电压，计算实际谐波频谱；
20.第二计算模块，用于结合实际谐波频谱和基于基波调制比生成的电压矢量的误差，计算扰动补偿角；
21.第三计算模块，用于将计算得到的扰动补偿角与对应的离线计算得到的不同基波调制比下的开关角相加，得到实际的开关角，用于直接驱动所述模块化多电平变流器。
22.第三方面，本发明提供一种非暂态计算机可读存储介质，所述非暂态计算机可读存储介质用于存储计算机指令，所述计算机指令被处理器执行时，实现如上所述的多电平变流器特定谐波消除调制方法。
23.第四方面，本发明提供一种计算机程序产品，包括计算机程序，所述计算机程序当在一个或多个处理器上运行时，用于实现如上所述的多电平变流器特定谐波消除调制方法。
24.第五方面，本发明提供一种电子设备，包括：处理器、存储器以及计算机程序；其中，处理器与存储器连接，计算机程序被存储在存储器中，当电子设备运行时，所述处理器执行所述存储器存储的计算机程序，以使电子设备执行实现如上所述的多电平变流器特定谐波消除调制方法的指令。
25.术语解释：特定谐波消除(she)、脉冲宽度调制(pwm)、在线自适应特定谐波消除调制算法(oa-she)、非理想直流源(nid)、超前滞后位移(llp)、级联h桥型多电平变流器(chbc)、快速傅里叶变换(fft)、粒子群优化算法(pso)、现场可编程门阵列(fpga)、数字信号处理器(dsp)。
26.本发明有益效果：在开关角生成之前引入输出电压的误差反馈，采用粒子群算法优化补偿角，实现开关角跟随误差变化的实时更新，在线自适应地补偿由于非均匀直流源和开关角的偏移引起的误差，可以降低低次谐波含量，提高模块化多电平变流器的输出波
形精度；无需预先获取变流器精确的模型参数，不需要调整控制参数即可应用于不同的变流器模型；实现在线自适应的模块化多电平变流器特定谐波消除调制算法，能满足实际工业需求。
27.本发明附加方面的优点，将在下述的描述部分中更加明显的给出，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
28.为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
29.图1为本发明实施例所述的三相级联h桥型多电平变流器结构图。
30.图2为本发明实施例所述的多电平变流器特定谐波消除调制算法流程图。
31.图3为本发明实施例所述的由fpga和dsp构成的多核嵌入式控制系统功能原理框图。
32.图4为本发明实施例所述的基于多核嵌入式控制系统的程序设计图。
具体实施方式
33.下面详细叙述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。
34.本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。
35.还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。
36.本技术领域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“一个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件和/或它们的组。
37.在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
38.为便于理解本发明，下面结合附图以具体实施例对本发明作进一步解释说明，且具体实施例并不构成对本发明实施例的限定。
39.本领域技术人员应该理解，附图只是实施例的示意图，附图中的部件并不一定是
实施本发明所必须的。
40.实施例1
41.本实施例1提供一种多电平变流器特定谐波消除调制系统，包括：
42.采集模块，用于采集模块化多电平变流器输出相电压；
43.第一计算模块，用于基于模块化多电平变流器输出相电压，计算实际谐波频谱；
44.第二计算模块，用于结合实际谐波频谱和基于基波调制比生成的电压矢量的误差，计算扰动补偿角；
45.第三计算模块，用于将计算得到的扰动补偿角与对应的离线计算得到的不同基波调制比下的开关角相加，得到实际的开关角，用于直接驱动所述模块化多电平变流器。
46.如图2所示，本实施例1中所述的上述系统，离线数据(offline data)模块的输出开关角由基波调制比m1计算得到，用于直接驱动变换器。总扰动(disturbances)叠加在上，产生了实际的开关角αi，需要指出的是，代表了nid源和llp的联合效应。对于每个变换器来说，它的变量很大，很难预先计算，因此将总误差设计成本算法的补偿对象。
47.首先，快速傅里叶变换(fft)模块(即第一计算模块)对模块化多电平变流器输出相电压v
ao
进行快速傅里叶变换，获得实际谐波频谱；在第二计算模块中，基于基波调制比m1生成的电压矢量用作参考值将fft输出与的误差送入多目标优化(moo)代价函数中，利用粒子群优化算法(pso)进行求解，当pso链路的收敛结果为时，扰动几乎可以得到补偿，即通过图2中的虚线反馈(feedback)回路。然后查找表中的开关角被更新为αi。
48.本实施例1中，利用上述的系统，实现了一种多电平变流器特定谐波消除调制方法，包括：
49.采集模块化多电平变流器输出相电压；
50.基于模块化多电平变流器输出相电压，计算实际谐波频谱；
51.结合实际谐波频谱和基于基波调制比生成的电压矢量的误差，计算扰动补偿角；
52.将计算得到的扰动补偿角与对应的离线计算得到的不同基波调制比下的开关角相加，得到实际的开关角，用于直接驱动所述模块化多电平变流器。
53.离线计算得到的不同基波调制比下的开关角，包括：采用径向基神经网络、反向传播神经网络或经典的查找表，离线求解不同基波调制比对应的开关角的解。
54.实时采集模块化多电平变流器输出相电压，并进行快速傅里叶变换，获得实际谐波频谱。
55.将实际谐波频谱和参考值的误差送入多目标优化代价函数中，利用粒子群优化算法进行求解，当粒子群优化算法链路的收敛，得到扰动补偿。
56.实施例2
57.本实施例2中提供在线自适应的模块化多电平变流器特定谐波消除调制算法，用于如图1所示的三相级联h桥型多电平变流器(chbc)，在线自适应地实现特定谐波消除(she)脉宽调制。三相chbc由3n个单元组成；v
dci
为第i个模块的直流侧电压，其中i＝1，2，3，
……
，n；v
ai
为单h桥变流器的输出电压；v
ao
、v
bo
和v
co
是相电压。以单相为例，该算法通过在开关角生成之前引入相电压v
ao
作为误差反馈，在线自适应地补偿由于非均匀直流源和开关
角的偏移引起的输出相电压误差，可以降低低次谐波含量，提高模块化多电平变流器的输出波形精度。
58.如图2所示，一种在线自适应的模块化多电平变流器特定谐波消除调制算法，含有以下步骤：
59.步骤1，采用径向基神经网络，离线求解不同基波调制比m1对应的开关角的解
60.在步骤1中，需要预先进行离线计算，但计算过程可以大大简化，对精度的要求也可以放宽，因为误差可以由本发明的其他回路自适应补偿。因此，优化计算和训练一个设计良好的神经网络的成本得以降低。
61.在步骤1中，采用径向基神经网络进行离线计算，正如图2的offline data模块中所示，这里采用反向传播神经网络同样有效，经典的查找表也是另一种选择。
62.步骤2，实时采集模块化多电平变流器输出相电压v
ao
，并进行快速傅里叶变换，获得实际谐波频谱。
63.步骤3，基于基波调制比m1生成电压矢量，用作参考值
64.步骤4，将fft输出与的误差送入多目标优化(mmo)代价函数。
65.在步骤4中，不同的代价函数可以根据不同的侧重点在本发明中应用。
66.步骤5，利用粒子群优化算法进行求解，当pso链路的收敛结果为时，扰动几乎可以得到补偿。
67.在步骤5中，为了快速求解以满足工业应用的要求，利用粒子群优化算法，该算法简单，搜索效率高。
68.在步骤5中，优化目标是使代价函数取得最大值，优化对象是n个补偿角。
69.步骤6，将n个补偿角与离线计算结果对应的n个开关角相加，即可得到n个实际的开关角。
70.在步骤6中，补偿角与开关角相加，用来补偿图2中的总误差。得到的n个实际的开关角，用于直接驱动变流器。
71.步骤7，在线重复步骤2-6，将补偿角与上一时刻的开关角相加，即得到当前的开关角。
72.在步骤7中，通过重复步骤2-6，将查找表中的开关角α
i*
更新为αi，实现在线自适应地补偿输出波形的误差。
73.综上，本实施例2所述的多电平变流器特定谐波消除调制方法，在开关角生成之前引入输出电压的误差反馈，采用粒子群算法优化补偿角，实现开关角跟随误差变化的实时计算与更新，达到在线调整开关角的目的，补偿输出波形误差，提高模块化多电平变流器的输出波形精度；通过实时测量误差并计算出相应的补偿角，可以自适应地消除误差，无需预先获取变流器精确的模型参数，不需要调整控制参数即可应用于不同的变流器模型；基于fpga和dsp构成的多核嵌入式控制系统，实现在线自适应的模块化多电平变流器特定谐波消除调制算法，能满足实际工业需求。
74.实施例3
75.如图3所示，本实施例3中，采用软硬件结合的得到了多核嵌入式控制系统架构，基于现场可编程门阵列(fpga)和数字信号处理器(dsp)的多核嵌入式控制系统，能够实现高
频率的控制。该控制系统包括两个fpga芯片，主芯片(main fpga)处理采样和保护，从芯片(slave fpga)通过光纤产生变换脉冲(gcp)；两个浮点dsp芯片，主处理器(main dsp)承担主要控制功能，如dq解耦控制和电压平衡控制，从处理器(slave dsp)基于在线自适应的模块化多电平变流器特定谐波消除调制(oa-she)算法计算开关角。
76.本实施例所述的程序设计如图4所示。其中，dft代表离散傅里叶变换，pso代表粒子群算法，adc代表采样过程，gcp代表产生变换脉冲。par为pso中“particle”的缩写，tsam为adc的采样周期。
77.程序执行步骤为：
78.0：从mfpga打开中断并启动中断计数器num＝0，迭代次数ger＝0。
79.1：初始化ma，pop，dim，ger，seed_a[pop][dim]，seed_b[pop][dim]，fx[pop]，x_pop[pop][dim]，v_pop[pop][dim]，fx[pop][ger]，xm[dim]。
[0080]
2：根据seed_a[num][:]和seed_b[num][:]随机生成粒子位置x_pop[num][:]和粒子速度v_pop[num][:]。
[0081]
3：执行{
[0082]
(1):生成实际的角度a＝a* x_pop[num][:]并将它们发送给sfpga。
[0083]
(2):更新随机种子seed_a[num][:]和seed_b[num][:]。
[0084]
(3):从mfpga读取dft结果vh，h＝0,1,5,7,11,13。
[0085]
(4):计算代价函数值fx[num]。
[0086]
(5):设置num＝num 1。}
[0087]
4：如果num≤pop，转步骤3；否则设置num＝1，转到步骤5。
[0088]
5：如果fx[:]》fxm[:]，更新局部fxm[:]＝fx[:]的最优值。
[0089]
6：设置总体种群的最优值fym＝max(fxm[:])，保存相应的局部位置xm[:]。
[0090]
7：设置ger＝ger 1。
[0091]
8：根据粒子群算法的迭代公式，更新x_pop[num][:]和v_pop[num][:]。
[0092]
9：如果ger≤ger，转步骤3；否则保存最终开关角a＝a* xm[dim]到mdsp，然后退出。
[0093]
其中，pop为种群大小，dim为单个粒子的维数，ger为最大迭代次数，seed_a和seed_b是用来生成随机数的种子表，fx是所有粒子的代价函数值，x_pop和v_pop是所有局部的位置和速度，fxm是每个局部的所有迭代的最大代价函数值。
[0094]
在时间序列的顶层，一个迭代过程包含x个基本周期。每个基本周期对应于一个粒子的运行时间。在第二级时间序列中，控制系统的采样频率设置为24khz，即在一个基频周期20ms内，可以产生480个采样点。在第三级时间序列中，一个采样周期包括2个或4个时间片，它们是adc、dft、pso和gcp。在一个基本周期的第1个tsam中，需要4个时间片，在其他时间段，只需要adc和gcp。其中adc和dft函数在从fpga中执行，以获得良好的实时性。
[0095]
实施例4
[0096]
本发明实施例4提供一种非暂态计算机可读存储介质，所述非暂态计算机可读存储介质用于存储计算机指令，所述计算机指令被处理器执行时，实现多电平变流器特定谐波消除调制方法，该方法包括：
[0097]
采集模块化多电平变流器输出相电压；
[0098]
基于模块化多电平变流器输出相电压，计算实际谐波频谱；
[0099]
结合实际谐波频谱和基于基波调制比生成的电压矢量的误差，计算扰动补偿角；
[0100]
将计算得到的扰动补偿角与对应的离线计算得到的不同基波调制比下的开关角相加，得到实际的开关角，用于直接驱动所述模块化多电平变流器。
[0101]
实施例5
[0102]
本发明实施例5提供一种计算机程序(产品)，包括计算机程序，所述计算机程序当在一个或多个处理器上运行时，用于实现多电平变流器特定谐波消除调制方法，该方法包括：
[0103]
采集模块化多电平变流器输出相电压；
[0104]
基于模块化多电平变流器输出相电压，计算实际谐波频谱；
[0105]
结合实际谐波频谱和基于基波调制比生成的电压矢量的误差，计算扰动补偿角；
[0106]
将计算得到的扰动补偿角与对应的离线计算得到的不同基波调制比下的开关角相加，得到实际的开关角，用于直接驱动所述模块化多电平变流器。
[0107]
实施例6
[0108]
本发明实施例6提供一种电子设备，包括：处理器、存储器以及计算机程序；其中，处理器与存储器连接，计算机程序被存储在存储器中，当电子设备运行时，所述处理器执行所述存储器存储的计算机程序，以使电子设备执行实现多电平变流器特定谐波消除调制方法的指令，该方法包括：
[0109]
采集模块化多电平变流器输出相电压；
[0110]
基于模块化多电平变流器输出相电压，计算实际谐波频谱；
[0111]
结合实际谐波频谱和基于基波调制比生成的电压矢量的误差，计算扰动补偿角；
[0112]
将计算得到的扰动补偿角与对应的离线计算得到的不同基波调制比下的开关角相加，得到实际的开关角，用于直接驱动所述模块化多电平变流器。
[0113]
综上所述，现有技术针对非理想直流源(nid)和超前滞后位移(llp)引起的误差问题，采用离线和预先计算的方法，将计算好的开关角存储在查找表中，通过线性插值的方法得到近似解，不能根据误差变化对开关角度进行在线计算与调整。本发明实施例所述的多电平变流器特定谐波消除调制方法，在开关角生成之前引入输出电压的误差反馈，采用粒子群算法优化补偿角，实现开关角跟随误差变化的实时计算与更新，达到在线调整开关角的目的，补偿输出波形误差，提高模块化多电平变流器的输出波形精度。
[0114]
现有技术大多依赖于变流器模型参数进行设计，并且由于nid和llp误差都无法预先计算，而且在不同的系统中引起的误差不同的，因此现有技术无法适用于不同的变流器模型。本发明实施例所述的多电平变流器特定谐波消除调制方法，通过实时测量误差并计算出相应的补偿角，可以自适应地消除误差，无需预先获取变流器精确的模型参数，不需要调整控制参数即可应用于不同的变流器模型。
[0115]
现有技术多利用dspace控制系统作为算法执行平台，但实验室的高性能控制系统不符合实际工业应用场景的低成本需求。本发明实施例所述的多电平变流器特定谐波消除调制方法，基于fpga和dsp构成的多核嵌入式控制系统，实现在线自适应的模块化多电平变流器特定谐波消除调制算法，能满足实际工业需求。
[0116]
本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序
产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、cd-rom、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
[0117]
本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
[0118]
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
[0119]
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
[0120]
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明公开的技术方案的基础上，本领域技术人员在不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形，都应涵盖在本发明的保护范围之内。