一种超宽带模拟移相器的制作方法

1.本发明属于集成电路技术领域，特别涉及一种超宽带模拟移相器。


背景技术：

2.对波束控制的需求不断提高，对控制电路的研究也更加深入。移相器作为波束控制的关键器件，由于其工作状态及技术指标较多，占用面积大，性能要求高，设计和制作难度大，一直是天线收发组件中关键的器件之一。相控阵雷达的发展对移相器的带宽、移相精度和集成面积等方面提出了更高的要求。
3.现有技术中进行了许多研究来满足上述这些需求，其中包括使用反射移相器来提供恒定的相移，然而这种类型的模拟移相器的带宽是有限的，并且由于3db耦合器，其在低频下的面积非常大。
4.此外，矢量合成移相器旨在减小芯片尺寸，但是这些设计不能提供像高通/低通和全通移相器那样的宽带，而且矢量合成移相器还需要使用分路器、合路器或增益可变放大器，增加了设计难度，同时其控制电路面积也会增加。
5.现有技术中还报道了采用传统全通网络移相方案，然而，这些结构在工作带宽(bw)内具有很高的带内相位偏差误差，并且带宽较窄，面积较大。例如，专利cn201710483578.0公开了高通滤波器、低通滤波器和全通滤波器的组合方案，然而其带宽比最高达到1:3甚至达不到，不能实现较大带宽的需求。


技术实现要素：

6.为了解决现有技术中的不足，本发明旨在提供一种超宽带模拟移相器。
7.本发明采用以下技术方案：一种超宽带模拟移相器，包括：射频输入端、射频输出端、以及依次级联于射频输入端和射频输出端之间的n组磁耦合全通网络移相单元，其中n≥1；每组磁耦合全通网络移相单元至少包括：电感耦合单元，所述电感耦合单元至少包括两个相互耦合的电感。
8.在进一步的实施例中，每一电感耦合单元的耦合强度可调。在进一步的实施例中，任意两组磁耦合全通网络移相单元中的耦合系数相同或不同。
9.在进一步的实施例中，所有磁耦合全通网络移相单元中的电感耦合单元中的电感设置在同层。
10.在进一步的实施例中，每一磁耦合全通网络移相单元还包括：第一变容二极管、第二变容二极管、第三变容二极管以及第一电阻；所述电感耦合单元中相互耦合的两个电感为第一电感和第二电感，其中，第一电感的第一端和第二电感的第一端，均与第三变容二极管的阴极连接，第三变容二极管的阳极接地；第一电感的第二端与第一变容二极管的阴极连接，第二电感的第二端与第二变容二极管的阴极连接；第一变容二极管的阳极和第二变容二极管的阳极连接，并通过所述第一电阻接地。
11.在进一步的实施例中，每组磁耦合全通网络移相单元的偏置电压均为同一偏置电
压，所述偏置电压通过一偏置电阻连接于所述n组磁耦合全通网络移相单元的级联点。
12.在进一步的实施例中，所述n≥2，所述n组磁耦合全通网络移相单元被分为依次级联的n
左
组磁耦合全通网络移相单元和依次级联的n
右
组磁耦合全通网络移相单元，其中，n
左
n
右
＝n，n
左
和n
右
均为大于或等于1的自然数；所述超宽带模拟移相器还包括：高通网络移相单元，所述高通网络移相单元的输入端和输出端分别与所述n
左
组磁耦合全通网络移相单元的级联点和所述n
右
组磁耦合全通网络移相单元的级联点连接。
13.在进一步的实施例中，所述n≥2；所述n组磁耦合全通网络移相单元被分为依次级联的n
左
组磁耦合全通网络移相单元和依次级联的n
右
组磁耦合全通网络移相单元，其中，n
左
n
右
＝n，n
左
和n
右
均为大于或等于1的自然数；所述超宽带模拟移相器还包括：低通网络移相单元，所述低通网络移相单元的输入端和输出端分别与所述n
左
组磁耦合全通网络移相单元的级联点和所述n
右
组磁耦合全通网络移相单元的级联点连接。
14.在进一步的实施例中，还包括：低通网络移相单元和高通网络移相单元；
15.所述低通网络移相单元的输入端和输出端分别与所述射频输入端和所述n组磁耦合全通网络移相单元的级联点连接，所述高通网络移相单元的输入端和输出端分别与所述n组磁耦合全通网络移相单元的级联点和所述射频输出端连接。
16.在进一步的实施例中，所述高通网络移相单元为多阶高通网络和/或所述低通网络移相单元为多阶低通网络。
17.在进一步的实施例中，所述高通网络移相单元为5阶高通网络，所述5阶高通网络包括：第四变容二极管、第三电感、第五变容二极管、第六变容二极管、第四电感以及第七变容二极管；其中，第四变容二极管的阴极为所述高通网络移相单元的输入端，第四变容二极管的阳极与第五变容二极管的阳极以及第三电感的第一端连接，第三电感的第二端接地，第五变容二极管的阴极与第六变容二极管的阴极连接，第六变容二极管的阳极同时与第七变容二极管的阳极、第四电感的第一端连接，第四电感的第二端接地，第七变容二极管的阴极为所述高通网络移相单元的输出端。
18.在进一步的实施例中，所述低通网络移相单元为5阶低通网络，所述5阶低通网络包括：第五电感、第六电感、第八变容二极管、第九变容二极管和第十变容二极管；其中，第五电感的第一端与第八变容二极管的阴极连接以构成低通网络移相单元的输入端；第八变容二极管的阳极接地；第五电感的第二端同时与第六电感的第一端、第九变容二极管的阴极连接；第九变容二极管的阳极接地；第六电感的第二端与第十变容二极管的阴极连接以构成低通网络移相单元的输出端，第十变容二极管的阳极接地。
19.在进一步的实施例中，高通网络移相单元上加载有偏置电压网络，用于为宽带模拟移相器中的变容二极管提供偏置电压；偏置网络包括：第二偏置电阻、第三偏置电阻以及第四偏置电阻；偏置电压通过第二偏置电阻、第三偏置电阻以及第四偏置电阻分别与第四变容二极管的阴极、第五变容二极管的阴极以及第七变容二极管的阴极连接。
20.在进一步的实施例中，每组磁耦合全通网络移相单元、高通网络移相单元和/或低通网络移相单元中的变容二极管均处于反向偏置状态。
21.在进一步的实施例中，射频输入端和与之相邻的磁耦合全通网络移相单元、高通网络移相单元或低通网络移相单元之间连接有第一隔直电容；射频输出端和与之相邻的磁耦合全通网络移相单元、高通网络移相单元或低通网络移相单元之间连接有第二隔直电
容。
22.在进一步的实施例中，第一隔直电容和第二隔直电容均采用极板电容。
23.在进一步的实施例中，超宽带模拟移相器中的元件均为集总元件。
24.本发明的有益效果：本发明提供的一种超宽带模拟移相器，相对现有技术而言具有如下优点：
25.1、超宽带模拟移相器由若干个磁耦合全通网络移相单元组成，每一磁耦合全通网络移相单元中的电感相互耦合，相较于传统的宽带反射型移相器和全通网络移相单元，具有更加宽的带宽和更加平坦的相位，大幅减少了电路面积，具有较小的相位插入损耗和极宽的工作带宽，带宽最大可达到1:5～1:6，从而可以实现更加高性能的移相器。
26.2、由低通网络移相单元、全通网络移相单元和高通网络移相单元组成的超宽带模拟移相器，结构巧妙合理，相位连续可调，带内相位响应平坦，具有较小的相位误差和幅度误差。
27.3、该超宽带模拟移相器的整体移相网络电路结构均采用lc电路以及变容二极管实现，通过改变偏置电压对变容二极管的容值进行调谐，从而产生相移，结构巧妙合理，易于实现。进一步的，可仅通过一根偏置线作为控制线来进行电压调节，实现相位切换，控制电路简单便捷合理。
28.4、本发明提供的移相器的元件全部采用集总元件，相较于传统的宽带反射型移相器，进一步大幅减少了电路面积，整体结构紧凑，面积更小，成本更低。
29.整体而言，本发明提供的超宽带模拟移相器，其结构合理、巧妙、紧凑，相位连续可调、占用面积小，且具有更小的插入损耗和极宽的工作带宽，带内相位响应平坦，宽带特性好，同时可进一步实现简单便捷合理的电路控制，并进一步减小移相器的电路面积，十分利于芯片小型化，可广泛应用于射频、微波、毫米波频段的无线通信系统当中，在集成芯片领域具有更灵活、更广泛的应用空间。
附图说明
30.图1为实施例1的超宽带模拟移相器的结构示意图；
31.图2为实施例1的超宽带模拟移相器中的磁耦合全通网络移相单元与传统的全通网络相位对比图；
32.图3为实施例2的超宽带模拟移相器的结构示意图；
33.图4为实施例2绘示的超宽带模拟移相器的相位合成原理示意图；
34.图5为图4对应实施例的相位响应仿真结果示意图；；
35.图6为实施例3的超宽带模拟移相器的结构示意图；
36.图7为实施例3绘示的超宽带模拟移相器的相位合成原理示意图；
37.图8为图7对应实施例的相位响应仿真结果示意图；
38.图9为实施例4的超宽带模拟移相器的结构示意图；
39.图10为图9所示的宽带模拟移相器在2.2～4.2ghz的相位响应仿真结果和相位误差仿真结果示意图。
具体实施方式
40.实施例1
41.为通过较小的电路面积实现较宽的工作带宽，根据本发明的一个方面，提供一种超宽带模拟移相器，可具有良好的相移平稳度。
42.如图1所示，在本实施例中，超宽带模拟移相器，包括：射频输入端pin、射频输出端pout、以及位于射频输入端pin和射频输出端pout之间的n个依序级联的磁耦合全通网络移相单元，其中n≥1。磁耦合全通网络移相单元为可实现相位控制的全通网络。
43.其中，每组磁耦合全通网络移相单元i(1≤i≤n)均包括电感耦合单元，该电感耦合单元包括两个相互耦合的电感l
ia
和l
ib
。需要说明的是，i为磁耦合全通网络移相单元的编号，1≤i≤n。在任一磁耦合全通网络移相单元i(1≤i≤n)中，相互耦合的两个电感l
ia
和l
ib
的耦合强度ki可调。
44.更优的，任意两组磁耦合全通网络移相单元中的耦合电感的耦合系数相同或不同。举例说明，以n＝3为例，即在该实施例中，超宽带模拟移相器包括磁耦合全通网络移相单元1、磁耦合全通网络移相单元2和磁耦合全通网络移相单元3，对应的每个磁耦合全通网络移相单元内的耦合强度分别为k1，k2和k3。在具体实现过程中，为满足带宽需求，可对该三个磁耦合网络移相单元的耦合系数进行调节，最终调节后的结果可能是k1＝k2＝k3，也可能是k1≠k2≠k3，也可能是k1＝k2且k2≠k3，也可能是k1≠k2且k2＝k3，也可能是k1≠k2且k1＝k3。
45.更优的，所有磁耦合全通网络移相单元中的电感耦合单元中的电感设置在同层，即设置在半导体结构中的若干延伸层中的其中一层。以便于实现对磁耦合子单元的耦合系数的调节。耦合系数的调节可通过调整相互耦合的两个电感间的物理间距(亦可称为耦合间距)来改变/调整。
46.具体地，在磁耦合全通网络移相单元所采用的全通网络的电路结构中，可参考图1中的任一磁耦合全通网络移相单元i(1≤i≤n)的电路结构，其中的两个电感相互耦合，二极管均为变容二极管。在任一磁耦合全通网络移相单元i的电路结构中，磁耦合全通网络移相单元中相互耦合的两个电感为第一电感l
ia
和第二电感l
ib
。该磁耦合全通网络移相单元i还包括第一变容二极管d
ia
和第二变容二极管d
ib
、第三变容二极管d
ic
和第一电阻ri。
47.具体地，在任一磁耦合全通网络移相单元i中，第一电感l
ia
的第一端、第二电感l
ib
的第一端以及第三变容二极管d
ic
的阴极连接，第三变容二极管d
ic
的阳极接地，第一电感l
ia
的第二端与第一变容二极管d
ia
的阴极连接，第二电感l
ib
的第二端与第二变容二极管d
ib
的阴极连接，第一变容二极管d
ia
的阳极与第二变容二极管d
ib
的阳极连接并通过第一电阻ri接地。
48.其中，第一电感l
ia
的第一端作为磁耦合全通网络移相单元i的输入端，第二电感l
ib
的第一端作为磁耦合全通网络移相单元i的输出端，磁耦合全通网络移相单元i的输入端和输出端均可被称为该磁耦合全通网络移相单元i的级联点；前一磁耦合全通网络移相单元的输出端与后一磁耦合全通网络移相单元的输入端连接，磁耦合全通网络移相单元的输入端与超宽带模拟移相器的射频输入端pin连接，最后一磁耦合全通网络移相单元n的输出端与超宽带模拟移相器的射频输出端pout连接。
49.为实现相位控制，所有磁耦合全通网络移相单元中的二极管均采用变容二极管。该些变容二极管均处于反向偏置状态，偏置电压v
dc
通过偏置电阻r
b1
连接到超宽带模拟移
相器的射频输入端pin或射频输出端pout。从而仅通过一根偏置线作为控制线，即可进行电压调节，实现相位切换。
50.更进一步，在一些具体实施例中，射频输入端pin通过第一隔直电容cb1与第一磁耦合全通网络移相单元的输入端连接；上述射频输出端pout通过第二隔直电容cb2与第n磁耦合全通网络移相单元n的输出端连接。当n＝3时，上述射频输出端pout通过第二隔直电容cb2与第3磁耦合全通网络移相单元的输出端连接。即该超宽带模拟移相器包括依序级联的射频输入端pin、第一隔直电容cb1、n个磁耦合全通网络移相单元、第二隔直电容cb2、射频输出端pout，其中n为大于或等于1的自然数。
51.较优地，第一隔直电容cb1和第二隔直电容cb2均采用极板电容(mim电容)。
52.可以理解，为实现偏置电压在变容二极管上的加载，前述偏置电压加载于第一隔直电容cb1与磁耦合全通网络移相单元1之间，或加载于第二隔直电容cb2于磁耦合全通网络移相单元n之间。
53.较优地，该超宽带模拟移相器的整体电路结构左右对称，以实现输入端和输出端的互换使用。
54.较优地，该超宽带模拟移相器中的元件均为集总元件。
55.基于上述描述，超宽带模拟移相器的相位连续可调：首先设置参考相位，此时偏置电压为0v，此时磁耦合全通网络移相单元中的变容二极管容值最大；当目标相位为x度(x＝0～180度)时，此时调节偏置电压，该超宽带模拟移相器的相对相位随之变化，直至目标相位达到x度。
56.本发明采用级联多个磁耦合全通网络移相单元的技术方案，可以使模拟移相器芯片在超宽带频率范围内实现平坦相位响应。
57.图2示出了耦合系数为-0.6的磁耦合全通网络单元(图2(a))与传统的全通网络(图2(b))在0.5～2ghz频带上的相位仿真图。相较于传统的全通网络相位，磁耦合全通网络移相单元具有更宽的相位带宽及更为平坦的相位响应。
58.实施例2
59.在另一个实施例中，超宽带模拟移相器，可包括：射频输入端pin、射频输出端pout、以及位于射频输入端pin和射频输出端pout之间的n个磁耦合全通网络移相单元、和高通网络移相单元high-p。其中高通网络移相单元high-p级联于两相邻的磁耦合全通网络移相单元之间，所述n组磁耦合全通网络移相单元被分为依次级联的n
左
组磁耦合全通网络移相单元和依次级联的n
右
组磁耦合全通网络移相单元，其中，n
左
n
右
＝n，n
左
和n
右
均为大于或等于1的自然数。即在本实施例中，n为≥2的整数。如图3所示，磁耦合全通网络移相单元为两组(其中，n
左
＝n，n
右
＝m，n和m均为大于或等于1的自然数)，分别设置在高通网络移相单元high-p的输入侧和输出侧。定义位于高通网络移相单元high-p输入侧的为全通网络左移相单元l1，位于高通网络移相单元high-p输出侧的为全通网络右移相单元r1。
60.其中，全通网络左移相单元l1为能够实现相位控制的全通网络，包括依次级联的n个磁耦合子单元l11～l1n(n为大于或等于1的自然数)。每一磁耦合子单元(l1j，1≤j≤n)的电路结构呈现为全通滤波器，全通滤波器电路结构中的两个电感相互耦合，耦合系数为k
1j
(1≤j≤n)，该两个电感的连接点构成该磁耦合子单元(l1j，1≤j≤n)的级联点，全通滤波器电路结构中的二极管均为变容二极管以便于实现对该全通滤波器的相位控制。全通网
络左移相单元l1的n个级联点依次连接以实现n个磁耦合子单元l11～l1n的依次级联。
61.对应的，全通网络右移相单元r1为能够实现相位控制的全通网络。如图3所示，全通网络右移相单元r1包括依次级联的m个磁耦合子单元r11～r1m(m为大于或等于1的自然数)。每一磁耦合子单元(r1l，1≤l≤m)的电路结构呈现为全通滤波器，全通滤波器电路结构中的两个电感相互耦合，耦合系数为k
3l
(1≤l≤m)，该两个电感的连接点构成该磁耦合子单元(r1l，1≤l≤m)的级联点，全通滤波器电路结构中的二极管均为变容二极管以便于实现对该全通滤波器的相位控制。全通网络右移相单元r1的m个级联点依次连接以实现m个磁耦合子单元r11～r1m的依次级联。
62.射频输入端口pin、全通网络左移相单元l1的n个磁耦合子单元l11～l1n的级联点、高通网络移相单元high-p的输入端和输出端、全通网络右移相单元r1的m个磁耦合子单元r11～r1m的级联点以及射频输出端口pout依次连接。
63.为实现前述超宽带模拟移相器在宽频带上提供相对平坦的相位，可对若干个磁耦合子单元的两个耦合电感的耦合系数的进行调整直到达到相位平坦度的要求。可以理解，在根据性能要求所进行调整的结果中，超宽带模拟移相器中的所有磁耦合子单元(n m个磁耦合子单元)中的任意两个磁耦合子单元的耦合系数可能相同，也可能不同。
64.较优地，超宽带模拟移相器中的所有磁耦合子单元中的电感设置在同层，即设置在半导体结构中的若干延伸层中的其中一层，以便于便捷地实现对磁耦合子单元的耦合系数的调节。
65.本实施例中的磁耦合子单元与实施例1中的耦合全通网络移相单元结构相同，则磁耦合子单元ef(其中e表示左相或者右相，f表示对应于e的磁耦合单元的编号)。进一步理解为：当为左相时，由l取代e，由j(1≤j≤n)取代f；当为右相时，由r取代e，由l(1≤l≤m)取代f。则，磁耦合子单元ef包括：第一电感l
efa
、第二电感l
efb
、第一变容二极管d
efa
、第二变容二极管d
efb
、第三变容二极管d
efc
以及第一偏置电阻r
ef
。其中，第一电感l
efa
的第一端、第二电感l
efb
的第一端以及第一变容二极管d
efa
的阴极连接以构成磁耦合子单元ef的级联点，第一电感l
efa
的第二端和第二电感l
efb
的第二端分别与第二变容二极管d
efb
的阴极和第三变容二极管d
efc
的阴极连接，第二变容二极管d
efb
的阳极和第三变容二极管d
efc
的阳极连接并通过第一偏置电阻r
ef
接地。
66.以全通网络左移相单元l1中的磁耦合子单元l11为例，磁耦合子单元l11包括：第一电感l
l1a
、第二电感l l1b
、第一变容二极管d l1a
、第二变容二极管d l1b
、第三变容二极管d l1c
以及第一偏置电阻r l1
。其中，第一电感l
l1a
的第一端第二电感l
l 1b
的第一端以及第一变容二极管d l1a
的阴极连接以构成磁耦合子单元的级联点，第一电感l
l1a
的第二端和第二电感l l1b
的第二端分别与第二变容二极管d l1b
的阴极和第三变容二极管d l1c
的阴极连接，第二变容二极管d l1b
的阳极和第三变容二极管d l1c
的阳极连接并通过第一偏置电阻r l1
接地。
67.在一具体实施例中，为实现4～12ghz频带上的拓宽需求以及器件的精简需求，高通网络移相单元high-p较优地可设置成5阶高通网络。具体地，如图3中的高通网络移相单元high-p所示，5阶高通网络可包括：第四变容二极管d4、第三电感l3、第五变容二极管d5、第六变容二极管d6、第四电感l4以及第七变容二极管d7。
68.其中，第四变容二极管d4的阴极为高通网络移相单元high-p的输入端，第四变容
二极管d4的阳极与第五变容二极管d5的阳极以及第三电感l3的第一端连接，第三电感l3的第二端接地，第五变容二极管d5的阴极与第六变容二极管d6的阴极连接，第六变容二极管d6的阳极同时与第七变容二极管d7的阳极、第四电感l4的第一端连接，第四电感l4的第二端接地，第七变容二极管d7的阴极为高通网络移相单元high-p的输出端。
69.可以理解，在其他实施例中，多阶高通网络也可以是大于2的任意阶高通网络。
70.为适配高通网络的电路结构，在采用高通网络作为相位补偿单元的超宽带模拟移相器中，高通网络移相单元上加载有偏置电压网络，用于为该宽带模拟移相器中的变容二极管提供偏置电压，偏置电压可通过与高通网络的电路结构适配的偏置网络来提供。
71.举例，在图3所示的由五阶高通网络构成的高通网络移相单元high-p中，适配的偏置网络可包括第二偏置电阻r
b2
、第三偏置电阻r
b3
以及第四偏置电阻r
b4
。其中，第二偏置电阻r
b2
第一端、第三偏置电阻r
b3
的第一端以及第四偏置电阻r
b4
的第一端分别与第四变容二极管d4的阴极、第五变容二极管d5的阴极和第七变容二极管d7的阴极；第二偏置电阻r
b2
的第二端、第三偏置电阻r
b3
的第二端以及第四偏置电阻r
b4
的第二端与偏置电压v
dc
连接。
72.为便于本领域的技术人员理解本发明的相位合成原理，以n
左
＝n
右
，n＝m＝2，采用五阶高通网络为例，即超宽带模拟移相器包括依次连接的射频输入端口、射频输入端隔直电容、由两个磁耦合子单元构成的全通网络左移相单元、由五阶高通网络构成的高通网络移相单元、由两个磁耦合子单元构成的全通网络右移相单元、输出端隔直电容以及输出端口。图4绘示了高通网络、全通网络以及二者的合成相位示意图，其中，hpn相位曲线为五阶高通网络的相位示意图，mcapn相位曲线为全通网络左移相单元和全通网络右移相单元合成后的全通网络的相位示意图，hpn mcapn为hpn相位曲线和mcapn相位曲线的合成相位示意图(其中：横坐标为频率，单位是ghz；纵坐标为相位，单位是度)。由图4所示的相位合成原理示意图所示，全通网络在相对高频较为宽的频带上产生相移，高通网络移相单元在相对低频处产生一定量的相移进行补偿，从而使模拟移相器芯片在超宽带频率范围内实现平坦相位响应。
73.其中，图5为图4对应实施例的相位响应仿真结果示意图，该超宽带模拟移相器在控制电压从0v变到11v(参考态为0v)各种电压下于4～12ghz频带的响应特性示意图(其中：横坐标为频率，单位是ghz；纵坐标为相位，单位是度)。由图5可以看出，当控制电压为10v时，相位可达到360度以上，当控制电压为11v时，相位甚至可达到380度以上，也即最大移相度数可达到约380度以上。同样重要且值得注意的是，该超宽带模拟移相器在高频约为4～12ghz处相位较为平坦，这主要得益于该超宽带模拟移相器中高通网络移相单元对全通网络的相位补偿。
74.实施例3
75.在又一实施例中，实施例2中的高通网络移相单元可替换为低通网络移相单元low-p，如图6所示，超宽带模拟移相器包括：射频输入端pin、射频输出端pout、以及位于射频输入端pin和射频输出端pout之间的n个磁耦合全通网络移相单元、和低通网络移相单元low-p。其中低通网络移相单元low-p级联于两相邻的磁耦合全通网络移相单元之间，所述n组磁耦合全通网络移相单元被分为依次级联的n
左
组磁耦合全通网络移相单元和依次级联的n
右
组磁耦合全通网络移相单元，其中，n
左
n
右
＝n，n
左
和n
右
均为大于或等于1的自然数。即在本实施例中，n为≥2的整数。如图6所示，磁耦合全通网络移相单元被分为两组(其中，n
左
＝
n，n
右
＝m，n和m均为大于或等于1的自然数)，分别设置在低通网络移相单元low-p的输入侧和输出侧。
76.定义设置在低通网络移相单元low-p的输入端的为全通网络左移相单元l1，位于低通网络移相单元low-p的输出端的为全通网络右移相单元r1。在本实施例中，磁耦合全通网络左移相单元和磁耦合全通网络右移相单元的分布方式和内部电路结构与实施例2中的相同，故在此不做赘述。
77.在本实施例中，为实现2～6ghz频带上的拓宽需求以及器件的精简需求，低通网络移相单元low-p较优地可设置成5阶低通网络。具体地，如图6中的低通网络移相单元low-p所示，5阶低通网络可包括第五电感l5、第六电感l6、第八变容二极管d8、第九变容二极管d9、和第十变容二极管d
10
。
78.其中，第五电感l5的第一端与第八变容二极管d8的阴极连接以构成低通网络移相单元low-p的输入端；第八变容二极管d8的阳极接地；第五电感l5的第二端同时与第六电感l6的第一端、第九变容二极管d9的阴极连接；第九变容二极管d9的阳极接地；第六电感l6的第二端与第十变容二极管d
10
的阴极连接以构成低通网络移相单元low-p的输出端，第十变容二极管d
10
的阳极接地。
79.可以理解，在其他实施例中，多阶低通网络也可以是大于2的任意阶低通网络。
80.进一步地，为实现对超宽带模拟移相器的相位控制，将全通网络左移相单元l1、低通网络移相单元low-p和全通网络右移相单元r1中的所有变容二极管设置在反向偏置状态，并对磁耦合子单元的变容二极管的偏置电压进行调整直到超宽带模拟移相器达到宽频带的要求。
81.为简化对变容二极管的控制，对于图6所示的超宽带模拟移相器，可采用一根偏置电压线来实现对超宽带模拟移相器的变容二极管的相位的控制。在具体实施例中，偏置电压可通过一偏置电阻连接在全通网络左移相单元或全通网络右移相单元的级联点上，则每一变容二极管的阴极均与偏置电压直接或间接连接。如在图6所示的实施例中，偏置电压vdc通过偏置电阻rb1连接于全通网络右移相单元的级联点上。
82.较优地，在图6所示的由五阶低通网络构成的低通网络移相单元low-p中，第五电感l5和第六电感l6可相互耦合，且耦合强度可调。可通过调整第五电感l5和第六电感l6之间的耦合强度，来进一步调节超宽带模拟移相器的带内相位平坦度及带宽，同时使得整个移相器的尺寸进一步变小。互耦电感的耦合系数的调节，使得电路在拓频和平坦相位等技术效果的基础上，将带宽比拓宽至1:5～1:6。
83.在一些实施例中，全通网络左移相单元l1中的n个磁耦合子单元l11～l1n的耦合系数k
11
～k
1n
逐渐递减，全通网络右移相单元r1中的m个磁耦合子单元r11～r1m的耦合系数k
31
～k
3m
逐渐递增。
84.进一步地，输入端口pin和全通网络左移相单元的级联点之间可通过第一隔直电容cb1实现隔直连接；输出端口pout和全通网络右移相单元的级联点之间可通过第二隔直电容cb2实现隔直连接。
85.在某些优选实施例中，超宽带模拟移相器的电路结构中，全通网络左移相单元l中的n个磁耦合子单元l11～l1n与全通网络右移相单元r1中的m个磁耦合子单元r11～r1m相对于低通网络移相单元左右对称，即全通网络左移相单元中的磁耦合子单元和全通网络右
移相单元中的磁耦合子单元的数量和结构相同，且耦合系数同样为对称关系。
86.较优地，超宽带模拟移相器的整体电路结构左右对称，以实现输入端和输出端的互换使用。
87.较优地，超宽带模拟移相器中的元件均为集总元件。
88.为便于本领域的技术人员理解本发明的相位合成原理，以n
左
＝n
右
，n＝m＝2，采用五阶低通网络为例，即超宽带模拟移相器包括依次连接的输入端口、输入端隔直电容、由两个磁耦合子单元构成的全通网络左移相单元、由五阶低通网络构成的低通网络移相单元、由两个磁耦合子单元构成的全通网络右移相单元、输出端隔直电容以及输出端口。图7绘示了低通网络、全通网络以及二者的合成相位示意图，其中，lpn相位曲线为五阶低通网络的相位示意图，mcapn相位曲线为全通网络左移相单元和全通网络右移相单元合成后的全通网络的相位示意图，mcapn lpn为lpn相位曲线和mcapn相位曲线的合成相位示意图(其中：横坐标为频率，单位是ghz；纵坐标为相位，单位是度)。由图7所示的相位合成原理示意图所示，全通网络在相对低频较为宽的频带上产生相移，低通网络移相单元在相对高频处产生一定量的相移进行补偿，从而使模拟移相器芯片在超宽带频率范围内实现平坦相位响应。
89.图8为图7对应实施例的相位响应仿真结果示意图，该超宽带模拟移相器在控制电压从1v变到10v(参考态为0v)各种电压下于2～6ghz频带的响应特性示意图(其中：横坐标为频率，单位是ghz；纵坐标为相位，单位是度)。由图8可以看出，当控制电压为9v时，相位可达到360度以上，当控制电压为10v时，相位甚至可达到380度以上，也即最大移相度数可达到约380度以上。同样重要且值得注意的是，该超宽带模拟移相器在高频约为4～6ghz处相位较为平坦，这主要得益于该超宽带模拟移相器中低通网络移相单元对全通网络的相位补偿。
90.实施例4
91.又一实施例中，如图9所示，超宽带模拟移相器可包括依次级联的射频输入端口pin、低通网络移相单元low-p、n个全通网络移相单元、高通网络移相单元high-p以及射频输出端口pout。即，射频输入端口pin与低通网络移相单元low-p的输入端连接，低通网络移相单元low-p的输出端与该n个全通网络移相单元的级联点连接，该n个全通网络移相单元的级联点与高通网络移相单元high-p的输入端连接，高通网络移相单元high-p的输出端与射频输出端口pout连接。
92.其中，任一全通网络移相单元2i(1≤i≤n，n为大于或等于1的自然数)的电路结构呈现为全通滤波器，全通滤波器的电路结构中的两个电感l
2ia
和l
2ib
相互耦合，耦合系数为k
2i
(1≤i≤n)，该两个电感l
2ia
和l
2ib
的连接点构成该全通网络移相单元2i的级联点，全通滤波器电路结构中的二极管均为变容二极管以便于实现对该全通滤波器的相位控制。
93.当n大于1时，n个全通网络移相单元的级联点依次连接以实现该n个全通网络移相单元的依次级联。低通网络移相单元的输出端与第一全通网络移相单元21的级联点连接，第一全通网络移相单元21的级联点与第二全通网络移相单元的级联点连接，依此类推，第n全通网络移相单元2n的级联点与高通网络移相单元的输入端连接，以实现射频输入端口pin至射频输出端口pout的依次级联。
94.在具体实施例中，每一全通网络移相单元的电路结构如图9中的任一全通网络移相单元2i(1≤i≤n，n为大于或等于1的自然数)所示，全通网络移相单元2i包括第一电感
l
2ia
、第二电感l
2ib
、第一变容二极管d
2ia
、第二变容二极管d
2ib
、第三变容二极管d
2ic
以及第一偏置电阻r
2i
。其中，第一电感l
2ia
的第一端、第二电感l
2ib
的第一端以及第一变容二极管d
2ia
的阴极连接以构成磁耦合子单元2i的级联点，第一电感l
2ia
的第二端和第二电感l
2ib
的第二端分别与第二变容二极管d
2ib
的阴极和第三变容二极管d
2ic
的阴极连接，第二变容二极管d
2ib
的阳极和第三变容二极管d
2ic
的阳极连接并通过第一偏置电阻r
2i
接地。
95.上述任一全通网络移相单元2i(1≤i≤n，n为大于或等于1的自然数)中，相互耦合的两个电感l
2ia
和l
2ib
的耦合系数k
2i
可调。为实现前述宽带模拟移相器在宽频带上提供相对平坦的相位，可对若干个全通网络移相单元的两个耦合电感的耦合系数的进行调整直到达到相位平坦度的要求。
96.较优地，超宽带模拟移相器中的所有全通网络移相单元中的电感设置在同层，即设置在半导体结构中的若干延伸层中的其中一层，以便于便捷地实现对全通网络移相单元的耦合系数的调节。
97.低通网络移相单元为能够实现相位控制的低通网络。高通网络移相单元为能够实现相位控制的高通网络。
98.宽带模拟移相器中的低通网络移相单元和高通网络移相单元分别可在高频段和低频段拓宽宽带模拟移相器的工作带宽。低通网络移相单元和高通网络移相单元与若干个全通网络移相单元结合后，在拓宽高频段和低频段带宽的前提下，还能满足相位平坦性的需求，相对于全通网络、低通网络或高通网络中任意两者的结合方案都具有更好的相位平坦性。
99.在本实施例中的低通网络移相单元与实施例3中的低通网络移相单元low-p中的结构和性能相同，本实施例中的高通网络移相单元与实施例2中的高通网络移相单元high-p中的结构和性能相同，故在此不做赘述。
100.上述低通网络移相单元为多阶低通网络单元，其根据实际应用所需可以为5阶，也可以是更低或者更高阶，如3阶、4阶、6阶、7阶、8阶或9阶等等。
101.上述高通网络移相单元为多阶高通网络单元，其根据实际应用所需可以为5阶，也可以是更低或者更高阶，如3阶、4阶、6阶、7阶、8阶或9阶等等。
102.全通网络移相单元在较为宽的频带上产生相移，低通网络移相单元在相对高频处产生一定量的相移进行补偿，高通网络移相单元在相对低频处产生一定量的相移进行补偿，从而使模拟移相器芯片在超宽带频率范围内实现平坦相位响应。
103.本实施例中，低通网络移相单元的输入端通过第一隔直电容cb1与移相器的射频输入端口pin连接；低通网络移相单元的输出端与全通网络移相单元的输入端相连；全通网络移相单元的输出端与高通网络移相单元的输入端相连；高通网络移相单元的输出端通过第二隔直电容cb2与移相器的射频输出端口pout连接；从而实现射频输入端口pin、第一隔直电容cb1、低通网络移相单元low-p、全通网络移相单元21～2n、高通网络移相单元high-p、第二隔直电容cb2、射频输出端口pout的多级级联。
104.本实施例中，第一隔直电容cb1和第二隔直电容cb2均采用mim电容。
105.全通网络移相单元的电路结构左右对称。具体在本实施例中，如图9所示，因为电路结构的对称性，所以：l
2ia
＝l
2ib
，d
2ia
＝d
2ib
；k
2i
表示全通网络移相单元中两个紧耦合的电感的耦合系数，第一电感l
2ia
和第二电感l
2ib
的耦合强度可调，具体到本实施例中，即为k
2i
可
调。
106.图10为图9所示的宽带模拟移相器在2.2～4.2ghz的相位响应仿真结果和相位误差仿真结果示意图(其中：横坐标为频率，单位是ghz；左纵坐标为相位，单位是度；右纵坐标为相位误差，单位是度；图10中第一个图例(不带圆点的线条)所对应的内容的纵坐标为左纵坐标，图中第二个图例(带圆点的曲线)所对应的内容的纵坐标为右纵坐标)，由图10给出的该宽带模拟移相器的相位在控制电压从1v变到10v(参考态为0.2v)各种电压下的响应特性可见(从下到上依次为1v、2v、
……
、9v、10v电压下的相位特性)，当控制电压为8v时，相位可达到360度以上。在从2.2ghz到4.2ghz的所有相位状态下，该宽带模拟移相器的相位误差均在4度以下。同样重要且值得注意的是，该宽带模拟移相器在高频约为2.2～4.2ghz处相位均较为平坦，这主要得益于该宽带模拟移相器中高通移相单元和低通移相单元对磁耦合全通移相单元的相位补偿。
107.上述实施例提供的基于磁耦合的超宽带模拟移相器，其相位连续可调：首先设置参考相位，此时偏置电压为0v，全通网络左移相单元、低通网络移相单元(或高通网络移相单元)和全通网络右移相单元中的变容二极管的容值最大；当目标相位为x度(x＝0～360度)时，此时调节偏置电压，该超宽带模拟移相器的相对相位随之变化，直至目标相位x度。
108.文中所述全通网络移相单元，亦可称为磁耦合全通网络移相单元。文中所述“/”表示或。本文中所述相位，亦可称为相对相位或相对相移。文中所述耦合强度，亦可称为磁耦强度或磁耦合强度。本发明所述的“第一端”和“第二端”是指对应器件的两端中的其中一端和另一端，并不用于限定对应器件的具体某一端或其重要程度。本发明所述的“输入端”和“输出端”是相对于其他部件的连接关系进行的说明，仅用于限定其相对于其他部件的连接关系，而并不用于限定信号的输入方向。