一种飞电容预充电电路

1.本发明属于集成电路领域与开关电源技术领域，具体的说是一种飞电容预充电电路。


背景技术：

2.随着科技的不断进步与发展，便携式电子设备已广泛普及，典型的可穿戴式设备或便携式设备使用了锂离子电池。电源管理系统通过基本电压转换模块转换电池电压为多个稳定电压为便携式设备的显示模块、接口电路、模拟电路以及数字电路供电。作为基本电压转换模块的一种，电感型dc-dc变换器因其转换效率高、支持升降压和支持输出大功率等特性而得以广泛应用。典型的电感型dc-dc变换器包括buck变换器和boost变换器。受限于拓扑，这两种传统的电感型dc-dc变换器在实际应用时具有如下缺点：变比受限、输出电压纹波大和dcr损耗高，调整变换器控制模式并不能很好的解决上述问题，所以研究新的变换器拓扑成为了解决问题的关键。近年来，学者们研究出同时结合了开关电容变换器和电感型dc-dc变换器特点的混合变换器拓扑，该类拓扑同时采用电感和电容进行能量转换。电容作为“飞电容”存在于拓扑中，改变了占空比与变比之间的关系，可以在同样占空比下实现更高变比；飞电容还能提供除电感通路外的能量传输通路，从而降低电感平均电流、dcr损耗和输出电压纹波。
3.虽然飞电容的加入能带来诸多改善，但变换器拓扑也因此变得更加复杂：传统buck和boost变换器的启动仅需要完成对为变换器服务的子模块的启动；而在混合变换器中，因为飞电容电压降的存在，故额外需要对飞电容完成充电，且飞电容上所需电压降通常因混合拓扑的不同而不同，飞电容电压降的不足往往会使得混合变换器的实际工作效果与理论分析有差异。因而设计一个为飞电容进行预充电和判断完成充电的电路，对于应用混合变换器并且获得其带来的巨大性能改善是很必要的。


技术实现要素：

4.本发明的目的，在于提出一种给混合变换器拓扑的飞电容预充电和判断充电完成的电路，可以为混合变换器在启动前完成对飞电容的充电，并且对充电完成与否进行判断，最后输出标志信号，并且在输出标志信号后停止对飞电容的充电，节省功耗。
5.本发明的技术方案是：
6.一种飞电容预充电电路，包括预充电模块和判断充电完成模块；
7.所述预充电模块包括第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3、第四pmos管mp4、第五pmos管mp5、第六pmos管mp6、第七pmos管mp7、第八pmos管mp8、第九pmos管mp9、第十pmos管mp10、第十一pmos管mp11、第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3、第四nmos管mn4、第五nmos管mn5、第六nmos管mn6、第七nmos管mn7、第一电容c
fly
和第二电容c
m1
、电阻r和第一电流偏置i
bias1
；所述判断充电完成模块包括第十二pmos管mp12、第十三pmos管mp13、第十四pmos管mp14、第十五pmos管mp15、第十六pmos管mp16、第十七pmos管
mp17、第十八pmos管mp18、第十九pmos管mp19、第二十pmos管mp20、第二十一pmos管mp21、第八nmos管mn8、第九nmos管mn9、第十nmos管mn10、第十一nmos管mn11、第十二nmos管mn12、第十三nmos管mn13、第十四nmos管mn14、第十五nmos管mn15、第十六nmos管mn16、第十七nmos管mn17、第十八nmos管mn18、第十九nmos管mn19、第二十nmos管mn20、第二十一nmos管mn21、第二十二nmos管mn22、第二十三nmos管mn23、第一二极管d1、第二二极管d2、稳压二极管d3、第三电容c
m2
、误差放大器ea、施密特反相器smit、第一反相器inv1和第二反相器inv2、第二电流偏置i
bias2
；其中mp7～mp8、mp12～mp16为ldmos管，其余pmos管为普通mos管，mn7、mn8为ldmos管，其余nmos管为普通nmos管；
8.具体的，第一pmos管mp1的漏极接第二pmos管mp2的漏极和栅极、第一电流偏置i
bias1
的一端和第三pmos管mp3的栅极，第一pmos管mp1的栅极接施密特触发器smit的输出信号smit_out，第一pmos管mp1的源极接内部电源intvcc；
9.第二pmos管mp2的源极接内部电源intvcc；
10.第三pmos管mp3的漏极接第一nmos管mn1的漏极和栅极，以及第二nmos管mn2的栅极，其源极接内部电源intvcc；
11.第四pmos管mp4的漏极和栅极短接，并接入第二nmos管mn2的漏极以及第五和第六pmos管mp5和mp6的栅极，其源极接内部电源intvcc；
12.第五pmos管mp5的漏极接第九和第十pmos管mp9和mp10的源极，其源极接内部电源intvcc；
13.第六pmos管mp6的漏极接第五和第六nmos管mn5和mn6的漏极、第二电容c
m1
的一端和第七nmos管mn7的栅极，其源极接内部电源intvcc；
14.第七pmos管mp7的漏极和栅极短接，并接入第七nmos管mn7的漏极和第八pmos管mp8的栅极，其源极接混合变换器的输入电压svin；
15.第八pmos管mp8的漏极接第十一pmos管mp11的源极，其源极接混合变换器的输入电压svin；
16.第九pmos管mp9的漏极接第三nmos管mn3的漏极和栅极，以及第四nmos管mn4的栅极，其栅极接第七nmos管mn7的源极和电阻r的一端；
17.第十pmos管mp10的漏极接第四nmos管mn4的漏极、第五nmos管mn5的栅极和第二电容c
m1
的另一端，栅极接参考电压v
ref
；
18.第十一pmos管mp11的漏极接第一电容c
fly
的上极板v
cfly
，其栅极接第一反相器inv1的输出en；
19.第一至第六nmos管mn1～mn6的源极均接地gnd，第六nmos管mn6的栅极接第一反相器inv1的输出en；
20.第一电流偏置i
bias1
、电阻r和第一电容c
fly
的另一端均接地；
21.第十二pmos管mp12的漏极与栅极短接，并接第十一nmos管mn11的漏极和第十三pmos管mp13的栅极，其源极接混合变换器的输入电压svin；
22.第十三pmos管mp13的漏极与第八nmos管mn8的漏极和栅极相接，并接入到第九nmos管mn9和第十nmos管mn10的栅极，其源极接混合变换器的输入电压svin；
23.第十四pmos管mp14的漏极与栅极短接，并接入第十五pmos管mp15的栅极、第十二nmos管的漏极和第三电容c
m2
的一端，其源极接第九nmos管mn9的源极；
24.第十五pmos管mp15的漏极接第二十二nmos管mn22的漏极和栅极以及第二十三nmos管mn23的栅极，其源极接第十nmos管mn10的源极；
25.第十六pmos管mp16的漏极接第十一nmos管mn11的源极和第十七nmos管mn17的漏极，其栅极和源极均接内部电源intvcc；
26.第十七pmos管mp17的漏极接第十八pmos管mp18的栅极和漏极，以及第十九pmos管mp19的栅极，其栅极接施密特反相器smit的输出信号smit_out，源极接内部电源intvcc；
27.第十八pmos管mp18的源极接内部电源intvcc；
28.第十九pmos管mp19的漏极接第二十nmos管mn20的漏极和栅极，以及第二十一nmos管mn21的栅极，其源极接内部电源intvcc；
29.第二十pmos管mp20的漏极接第二十一nmos管mn21的漏极，栅极接第二十一pmos管mp21的栅极和漏极，以及第二十三nmos管的漏极，其源极接内部电源intvcc；
30.第二十一pmos管mp21的源极接内部电源intvcc；
31.具体的，第八nmos管mn8的源极接第一二极管d1的阳极和误差放大器ea的正相输入端；
32.第九nmos管mn9的漏极接第一二极管d1的阴极；
33.第十nmos管mn10的漏极接第二二极管d2的阴极；
34.第十一nmos管mn11和第十二nmos管mn12的栅极接内部电源intvcc，第十二nmos管mn12的源极接第十三nmos管mn13的漏极；
35.第十三nmos管mn13的栅极接误差放大器ea的输出、第三电容c
m2
的另一端和稳压管d3的阴极，源极接地gnd；
36.第十四nmos管mn14的漏极接第十八pmos管mp18的漏极和第十八nmos管mn18的漏极，其栅极接施密特反相器smit的输出smit_out和第一反相器inv1的输入，其源极接第十九nmos管mn19的漏极；
37.第十五nmos管mn15的漏极接偏置电流i
bias2
的一端，以及第十六nmos管mn16的漏极和栅极，其栅极接第一反相器inv1的输出en和第二反相器inv2的输入，其源极接地gnd；
38.第十六nmos管mn16的源极接地gnd；
39.第十七、十八和十九nmos管mn17、mn18和mn19的栅极均接第十六nmos管mn16的栅极，源极均接地gnd；
40.第二十、二十一、二十二和二十三nmos管mn20、mn21、mn22和mn23的源极均接地gnd；
41.第二二极管d2的阳极接前述第一电容c
fly
的上极板v
cfly
；稳压管d3的阳极接地gnd；误差放大器ea的反相输入端接参考电压v
cfly_targeted
；施密特反相器smit的输入接第二十pmos管mp20的漏极；第二电流偏置i
bias2
的另一端接内部电源intvcc。
42.本发明的有益效果为，为混合变换器拓扑的飞电容进行预充电，并进行电压比较判断，当飞电容电压被充至目标值时，判断充电完成模块输出标志信号，停止对飞电容的预充电，节省功耗。该标志信号还可作为混合变换器启动的标志信号之一。
附图说明
43.图1为本发明提出的整体电路的示意图。
58.其中k1、k2和k3满足
59.k1＝k2 k360.第十一nmos管mn11和第十二nmos管mn12均为ldmos，利用ldmos的耐压特性完成从混合变换器输入svin电压域到混合变换器芯片内部intvcc电压域的转换。误差放大器ea、第十三nmos管mn13、第十二nmos管mn12、第十四pmos管mp14、第九nmos管mn9和第一二极管d1构成了单位增益负反馈放大器的主体部分，其作用为使第一二极管d1的阳极电压等于误差放大器ea的正相输入电压v
cfly_targeted
，第三电容c
m2
用于补偿频率响应，使该结构稳定。稳压管d3用于避免第十三nmos管mn13的栅源电容击穿。第十六pmos管mp16用于防止第十一nmos管mn11栅源电容击穿。二极管连接的第八nmos管mn8使得第九nmos管mn9和第十nmos管mn10的栅极电压v
g,mn8
等于第一二极管d1的阳极电压加第八nmos管mn8的栅源电压v
gs,mn8
，即
[0061]vg,mn9
＝v
cfly_targeted
v
gs,mn8
[0062]
而第九nmos管mn9的漏极电压等于第一二极管d1的阳极电压减第一二极管d1的导通压降v
d1
，即
[0063]vd,mn9
＝v
cfly_targeted-v
d1
[0064]
此时第九nmos管mn9的漏源极电压v
ds,mn9
与其过驱动电压v
ov,mn9
可写为
[0065][0066]
故上述两者的大小关系为
[0067]vds,mn9
《v
ov,mn9
[0068]
所以第九nmos管mn9工作在线性区。同理可判断第十nmos管mn10在第二二极管d2阳极电压v
cfly
升高至v
cfly_targeted
之前，均工作在线性区，因而随着第二二极管d2阳极电压v
cfly
的升高，第十五pmos管mp15的源极电压也会随着升高。使用第九nmos管mn9和第十nmos管mn10的原因是，在第一电容c
fly
充电完毕且混合变换器正常工作后，接入第二二极管d2阳极的第一电容c
fly
上极板的电压值可能会超过第一电容c
fly
充电完毕后相对地gnd的电压值v
cfly_targeted
，若直接将第二二极管d2阴极接第十五pmos管mp15的源极可能会击穿第十五pmos管mp15的栅源电容，而第十nmos管mn10作为ldmos可以很好的起到耐压作用，保护第十五pmos管mp15的栅源电容。
[0069]
由于第一二极管d1的阳极电压等于v
cfly_targeted
，且第十三pmos管mp13流经的电流i
mp13
为
[0070]imp13
＝k1i
mn16
[0071]
同时第十八和第十九pmos管mp18和mp19，以及第二十和第二十一nmos管mn20和mn21构成电流镜比例均为1：1，故第二十一nmos管mn21流经的饱和电流i
mn21,sat
为
[0072]imn21,sat
＝(k2 k3)i
mn16
[0073]
由前述k1、k2和k3满足
[0074]
k1＝k2 k3[0075]
则第二十一nmos管mn21流经的饱和电流i
mn21,sat
又可写为
[0076]imn21,sat
＝i
mp13
[0077]
再由第九和第十nmos管mn9和mn10，第十四和第十五pmos管mp14和mp15构成的对称结构，以及第二十二和第二十三nmos管mn22和mn23，以及第二十和第二十一pmos管mp20和mp21构成的比例为1：1的电流镜，可知第二十pmos管mp20的饱和电流i
mn20,sat
为
[0078]imp20,sat
＝i
mn10
[0079]
最后，结合上述阐述可知：
[0080]
当第二二极管d2的阳极电压v
cfly
小于第一二极管d1的阳极电压v
cfly_targeted
时，即第一电容c
fly
的电压值还未被充至希望值时，流经第十nmos管mn10的电流i
mn10
小于第九nmos管mn9的电流i
mn9
，则第二十pmos管mp20的饱和电流i
mn20,sat
小于第二十一nmos管mn21流经的饱和电流i
mn21,sat
，故施密特反相器smit的输入电压值几乎为0，因此其输出信号smit_out电压值几乎为intvcc，第一反相器inv1的输出信号en电压值几乎为0，第二反相器inv2的输出信号cf_ok电压值几乎为intvcc；
[0081]
当第二二极管d2的阳极电压v
cfly
大于或等于第一二极管d1的阳极电压v
cfly_targeted
时，即第一电容c
fly
的电压值已经被充至希望值时，流经第十nmos管mn10的电流i
mn10
大于或等于第九nmos管mn9的电流i
mn9
，则第二十pmos管mp20的饱和电流i
mn20,sat
大于或等于第二十一nmos管mn21流经的饱和电流i
mn21,sat
，故施密特反相器smit的输入电压值几乎为intvcc，因此其输出信号smit_out电压值几乎为0，第一反相器inv1的输出信号en电压值几乎为intvcc，第二反相器inv2的输出信号cf_ok电压值几乎为0，故第十五nmos管mn15和第十七pmos管mp17导通，第十四nmos管mn14关断，第十八和第十九pmos管mp18和mp19关断，第二十和第二十一nmos管mn20和mn21也关断，则此时施密特反相器smit的输入电压值保持为intvcc，其输出信号smit_out电压值保持为0，第一反相器inv1的输出信号en电压值保持为intvcc，第二反相器inv2的输出信号cf_ok电压值保持为0，判断充电完成模块处于关闭状态。
[0082]
本发明，在第二二极管d2的阳极电压v
cfly
大于或等于第一二极管d1的阳极电压v
cfly_targeted
时，也提供另一种不关闭判断充电完成模块的工作方法，即：删去第十五nmos管mn15和第十七pmos管mp17，在施密特反相器smit的输出信号smit_out电压值几乎为0和第一反相器inv1的输出信号en电压值几乎为intvcc后，第十四nmos管mn14被关断，此时根据电流镜镜像关系，可得第二十一nmos管mn21流经的饱和电流i
mn21,sat
为
[0083]imn21,sat
＝k2i
mn16
[0084]
在该工作方法下，只有当第二二极管d2的阳极电压v
cfly
降低至小于第一二极管d1的阳极电压v
cfly_targeted
，使得第二十pmos管mp20流经的饱和电流小于第二十一nmos管mn21流经的饱和电流时，施密特反相器smit的输出信号smit_out才会翻转，即构成了迟滞比较器结构，可防止第一电容c
fly
电压变化导致的误翻转，提高抗噪性。