基于开关电感的改进型高频高升压比SEPIC变换器的制作方法

基于开关电感的改进型高频高升压比sepic变换器
技术领域
1.本发明涉及电力电子技术领域，具体的，涉及基于开关电感的改进型高频高升压比sepic变换器。


背景技术：

2.随着社会经济科学技术的不断发展，对能源的需求日益增加，传统能源的储备越来越少，同时也会导致环境污染、温室效应等一系列问题。能源危机和环境问题的日益突出使得以光伏、燃料电池等为代表的新能源发展迫在眉睫。然而，这些新能源并网发电系统的输出电压通常较低，30-60v左右，无法达到逆变器所需的较高的母线电压，为尽可能降低光伏串联的数量，增加系统可靠性，高升压比直流变换器成为了新型可再生能源并网发电系统中不可或缺的部分，其转换效率、稳定性和快速响应性能是系统整体良好运行的关键。
3.传统boost升压变换器结构简单，但实际应用时易受寄生参数的影响，占空比达到极限，开关管q的关断电流较大，且二极管存在严重的反向恢复问题；而隔离型升压变换器由于变压器体积和成本的原因应用也受到了限制。因此，新型高升压比变换器拓扑的提出十分必要；随着变换器工作频率的升高对功率器件的要求也随之提高，传统si半导体器件的物理特性已达到极限不再适用；同时对于高频高压的应用场合，开关管q的较高电压应力和硬开关问题也限制了功率器件的选择，且不利于提高系统的工作效率。
4.中国专利：公告号：cn111010031b，公告日：2021年4月27日，本发明涉及一种改进型高增益boost-sepic变换器。包括低压直流电源v
in
、功率开关管s1、第一功率二极管d1、第二功率二极管d2、第三功率二极管d3、第四功率二极管do、第五功率二极管d
s1
、独立电感l1、独立电感l2、独立电感l3、中间电容c1、中间电容c2、输出电容c3、输出电容c4、输出电阻ro；本发明在工作时只需对一个开关管进行操控，降低了控制电路的复杂性，具有连续的输入电流、电流纹波容易控制、输入输出共地以及提高了输出电压时间响应特性的特点，具有高的电压增益，减小了功率开关管s1和功率二极管d3和do的电压应力。该方案不能实现软开关特性，开关管的开关损耗大。


技术实现要素：

5.本发明的目的是提出基于开关电感的改进型高频高升压比sepic变换器，通过设置两级升压单元提高了变换器的升压能力和效率，设计谐振网络实现变换器的开关管的软开关特性，降低了开关管的开通损耗和开关管的电压应力。
6.为实现上述技术目的，本发明提供的一种技术方案是，基于开关电感的改进型高频高升压比sepic变换器，包括有连接输入端的电源vg、电感l2、开关管q、电容cs、二极管d0，电容c0以及电阻r；还包括有电感l1、电感l3、二极管d1、二极管d2以及电容c1组成的第一升压单元；还包括有二极管dm以及电容cm组成的第二升压单元；还包括有电容cq，电容cq与电感l1、电感l2、电感l3组成谐振网络；
电源vg的正极端分别与电感l1的第一端以及二极管d1的阳极端电连接，电感l1的第二端分别与电容c1的第一端以及二极管d2的阳极端电连接，二极管d1的阴极端分别与电容c1的第二端以及电感l2的第一端电连接，电感l2的第二端分别与二极管d1的阴极端、电容cs的第一端、二极管dm的阳极端、电容cq的第一端以及开关管q的漏极电连接，电容cs的第二端分别与电感l3的第一端以及二极管d0的阳极端电连接；二极管dm的阴极端分别与电感l3的第二端以及电容cm的第一端电连接，二极管d0的阴极端分别与电容c0的第一端以及电阻r的第一端电连接，电源vg的正极端分别与开关管q的源极、电容cq的第二端、电容c0的第二端以及电阻r的第二端电连接；所述sepic变换器在二极管d1、二极管d2、二极管dm、二极管d0以及开关管q的不同通断状态的组合下，具备五种工作模态，模态一：表征sepic变换器向负载传递能量阶段；模态二：表征并联电容谐振阶段；模态三：二极管续流阶段；模态四：开关管q开通阶段；模态五：并联电容充电阶段。
7.本方案中，由于高频环境下功率器件的开关损耗随之增加，选用第三代新型宽禁带半导体器件氮化镓(gan)作为开关管，其具备寄生参数小、耐电压等级高、体积尺寸小等优点，更适合于高压高频的应用场合，同时结合软开关技术，可实现开关管的zvs(软开关特性)，减小开关损耗，降低了开关管的电压应力，提高效率。高频变换器的另一优势在于减小了电感、电容等无源元件的体积，平面磁结构的使用、去除电解电容等都进一步实现了系统小型化；同时结合磁集成技术，将变换器中多个磁性元件集成到一副磁芯上，可进一步减小变换器的体积，提高功率密度；本方案在传统sepic变换器的基础上设计了两级升压单元和一个谐振网络，得到一种新型拓扑结构，可同时实现高升压能力和开关管q的软开关特性；第一升压单元为具有泵升电容的开关电感结构，由电感l1、电感l3、二极管d1、二极管d2以及电容c1组成，第二升压单元为由二极管dm和电容cm组成的升压单元；电容cq为开关管q内部寄生电容与外部并联电容之和。此外，电感l2工作在断续状态，与电容cq发生谐振，通过合适的参数设计，使得开关管q的电压应力在驱动信号到来之前降为零，实现零电压开通。开关管q电压应力为电容cm两端电压，较传统sepic变换器相比有所降低。同时，电感l1，l3的大小也会影响变换器的工作模态，为使两个电感的工作模态一致便于分析，将电感l1与l3设置为相同感值，且二者在整个开关周期内电流方向不发生改变，因此需工作在连续状态。电容cs，cm和c1足够大，其两端电压可视为恒定；电容co是输出稳压电容。
8.作为优选，所述模态一的电路控制逻辑如下：在t0时刻，开关管q两端的并联电容cq两端电压等于电容cm电压，电容cq充电结束；二极管dm和do导通，d1，d2截止；电感l1和电感l3通过二极管dm给电容cm充电，同时将能量通过二极管do传递给电容co和负载r；电感l2工作在断续状态，其存储的能量通过二极管do释放给负载r，当流过二极管dm和二极管do的电流线性减小至零，记录结束时刻t1，模态一结束。
9.作为优选，所述模态二的电路控制逻辑如下：在t1时刻，二极管dm和do关断，并联电容cq与电感l1、电感l2、电感l3谐振，谐振过程中各电感与电容cq两端电压和电流呈非线性变化；当并联电容cq两端电压谐振至零时，即开关管q两端电压应力为0，模态二结束，从而实现开关管q的zvs，记录结束时刻t2。
10.作为优选，所述模态三的电路控制逻辑如下：在t2时刻，根据电感电流不可突变的特性，二极管d1和二极管d2开通；此时电感l1和l3两端的电压应力等于输入电源电压vg，电感电流线性增加至饱和。
11.作为优选，所述模态四的电路控制逻辑如下：在t3时刻，开关管q零电压开通，二极管dm和二极管do保持截止状态，电感l2电流先线性减小至0，再反向增加，其能量由电容cm提供。
12.作为优选，所述模态五的电路控制逻辑如下：t4时刻，开关管q关断，二极管d1和二极管d2截止，并联电容cq通过输入电压充电，其两端电压增加，同时电感l1、电感l2、电感l3的电压非线性下降，极性变为反向，当cq两端电压增加到与cm两端电压一致时，模态五结束，记录结束时刻t5。
13.作为优选，通过sepic变换器内电气元件的参数设置实现所述五种工作模态下的电路控制逻辑，包括如下步骤：根据伏秒平衡原理计算sepic变换器的升压比m；根据模态一中电感l1和l2的电流变化量计算模态五中电容充电阶段的持续时间tr；根据升压比m和持续时间tr计算并联电容cq。
14.作为优选，升压比m计算公式如下：其中，t为开关周期，模态四开关管开通的时间t
on
＝t
4-t3＝d
·
t，模态五门极电压上升的时间tr＝t
5-t4＝dr·
t，模态1向负载侧传输能量的时间td＝t
1-t0＝dd·
t，模态2开关管q并联电容谐振放电阶段t
δ
＝t
2-t1＝d
δ
·
t，模态3二极管续流的时间tb＝t
3-t2＝db·
t；其中系数d、dr、dd、d
δ
、db分别为各个模态的时间占比。
15.作为优选，升压比m计算公式如下：由于模态五电容cq充电时间很短，电感电压在这一阶段中视为线性下降，充电电流被认定为恒定值；i
cq
＝δi
l1
δi
l2l2
其中，δi
l1
、δi
l2
分别为电感l1和l2在模态一中的电流变化量；因此可得模态五电容充电阶段的持续时间tr公式表示如下：其中，l
eq
为所述sepic变换器的等效电感。
16.作为优选，电感l1两端电压在(t
on
td tr)阶段内满足伏秒平衡方程，并联电容cq公式表示如下：
17.作为优选，为实现开关管的可靠软开关，应保证开关管在漏源极电压再次谐振至0之前开通，当tb＞t
bmax
时，v
ds
将发生二次谐振，无法实现zvs，因此要求模态三的持续时间tb满足式公式如下：0≤tb≤t
bmax
；同时在一个开关周期内满足下式：tb td＜t-t
on
；其中，t
bmax
＝t
r-2t
δ
；由升压比m公式可得模态三阶段的持续时间db的表达式如下：可得：模态一阶段的持续时间dd的选择范围应满足下式：
18.本发明的有益效果：本方案设计的基于开关电感的改进型高频高升压比sepic变换器，通过设置两级升压单元提高了变换器的升压能力和效率，设计谐振网络实现变换器的开关管的软开关特性，降低了开关管的开通损耗和开关管的电压应力。
附图说明
19.图1为本发明的基于开关电感的改进型高频高升压比sepic变换器的电路结构图。
20.图2为本发明模态一的电路控制图。
21.图3为本发明模态二的电路控制图。
22.图4为本发明模态三的电路控制图。
23.图5为本发明模态四的电路控制图。
24.图6为本发明模态五的电路控制图。
25.图7为本发明各模态下各电路参数的波形图。
26.图8为本发明电容cq、电压增益m以及时间td的三维关系图。
27.图9为本发明开关管q漏源极两端电压波形图。
28.图10为本发明输出电压vo、输入电压vg以及输出电流io波形图。
29.图11为本发明输出电压vo、驱动信号v
gs
以及开关管漏源极两端电压v
ds
波形图。
具体实施方式
30.为使本发明的目的、技术方案以及优点更加清楚明白，下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细说明，应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅是本发明的一种最佳实施例，仅用以解释本发明，并不限定本发明的保护范围，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
31.实施例：如图1所示，基于开关电感的改进型高频高升压比sepic变换器的电路结构图，包括有连接输入端的电源vg、电感l2、开关管q、电容cs、二极管d0，电容c0以及电阻r；还包括有电感l1、电感l3、二极管d1、二极管d2以及电容c1组成的第一升压单元；还包括有二极管dm以及电容cm组成的第二升压单元；还包括有电容cq，电容cq与电感l1、电感l2、电感l3组成谐振网络；电源vg的正极端分别与电感l1的第一端以及二极管d1的阳极端电连接，电感l1的第二端分别与电容c1的第一端以及二极管d2的阳极端电连接，二极管d1的阴极端分别与电容c1的第二端以及电感l2的第一端电连接，电感l2的第二端分别与二极管d1的阴极端、电容cs的第一端、二极管dm的阳极端、电容cq的第一端以及开关管q的漏极电连接，电容cs的第二端分别与电感l3的第一端以及二极管d0的阳极端电连接；二极管dm的阴极端分别与电感l3的第二端以及电容cm的第一端电连接，二极管d0的阴极端分别与电容c0的第一端以及电阻r的第一端电连接，电源vg的正极端分别与开关管q的源极、电容cq的第二端、电容c0的第二端以及电阻r的第二端电连接；所述sepic变换器在二极管d1、二极管d2、二极管dm、二极管d0以及开关管q的不同通断状态的组合下，具备五种工作模态，模态一：表征sepic变换器向负载传递能量阶段；模态二：表征并联电容谐振阶段；模态三：二极管续流阶段；模态四：开关管q开通阶段；模态五：并联电容充电阶段。
32.本实施例中，由于高频环境下功率器件的开关损耗随之增加，选用第三代新型宽禁带半导体器件氮化镓(gan)作为开关管，其具备寄生参数小、耐电压等级高、体积尺寸小等优点，更适合于高压高频的应用场合，同时结合软开关技术，可实现开关管的zvs(软开关特性)，减小开关损耗，降低了开关管的电压应力，提高效率。高频变换器的另一优势在于减小了电感、电容等无源元件的体积，平面磁结构的使用、去除电解电容等都进一步实现了系统小型化；同时结合磁集成技术，将变换器中多个磁性元件集成到一副磁芯上，可进一步减小变换器的体积，提高功率密度；本方案在传统sepic变换器的基础上设计了两级升压单元和一个谐振网络，得到一种新型拓扑结构，可同时实现高升压能力和开关管q的软开关特性；第一升压单元为具有泵升电容的开关电感结构，由电感l1、电感l3、二极管d1、二极管d2以及电容c1组成，第二升压单元为由二极管dm和电容cm组成的升压单元；电容cq为开关管q内部寄生电容与外部并联电容之和。此外，电感l2工作在断续状态，与电容cq发生谐振，通过合适的参数设计，使得开关管q的电压应力在驱动信号到来之前降为零，实现零电压开通。开关管q电压应力为电容cm两端电压，较传统sepic变换器相比有所降低。同时，电感l1，l3的大小也会影响变换器的工作模态，为使两个电感的工作模态一致便于分析，将电感l1与l3设置为相同感值，且二者在整个开关周期内电流方向不发生改变，因此需工作在连续状态。电容cs，cm和c1足够大，其两端电压可视为恒定；电容co是输出稳压电容，如图7所示为各模态下的波形图。
33.其中，如图2所示，模态一的电路控制逻辑如下：在t0时刻，开关管q两端的并联电容cq两端电压等于电容cm电压，电容cq充电结束；二极管dm和do导通，d1，d2截止；电感l1和电感l3通过二极管dm给电容cm充电，同时将能量通过二极管do传递给电容co和负载r；电感l2工作在断续状态，其存储的能量通过二极管do释放给负载r，当流过二极管dm和二极管do的电流线性减小至零，记录结束时刻t1，模态一结束。
34.其中，如图3所示，模态二的电路控制逻辑如下：
在t1时刻，二极管dm和do关断，并联电容cq与电感l1、电感l2、电感l3谐振，谐振过程中各电感与电容cq两端电压和电流呈非线性变化；当并联电容cq两端电压谐振至零时，即开关管q两端电压应力为0，模态二结束，从而实现开关管q的zvs，记录结束时刻t2。
35.其中，如图4所示，模态三的电路控制逻辑如下：在t2时刻，根据电感电流不可突变的特性，二极管d1和二极管d2开通；此时电感l1和l3两端的电压应力等于输入电源电压vg，电感电流线性增加至饱和。
36.其中，如图5所示，模态四的电路控制逻辑如下：在t3时刻，开关管q零电压开通，二极管dm和二极管do保持截止状态，电感l2电流先线性减小至0，再反向增加，其能量由电容cm提供。
37.其中，如图6所示，模态五的电路控制逻辑如下：t4时刻，开关管q关断，二极管d1和二极管d2截止，并联电容cq通过输入电压充电，其两端电压增加，同时电感l1、电感l2、电感l3的电压非线性下降，极性变为反向，当cq两端电压增加到与cm两端电压一致时，模态五结束，记录结束时刻t5。
38.通过sepic变换器内电气元件的参数设置实现所述五种工作模态下的电路控制逻辑，包括如下步骤：根据伏秒平衡原理计算sepic变换器的升压比m；将模态二和模态五两个阶段的电感电压近似线性化处理，用平均值电压代替了，根据伏秒平衡原理，可对电感l1两端电压在一个开关周期内列伏秒平衡方程，从而得到变换器的升压比，升压比m计算公式如下：其中，t为开关周期，模态四开关管开通的时间t
on
＝t
4-t3＝d
·
t，模态五门极电压上升的时间tr＝t
5-t4＝dr·
t，模态1向负载侧传输能量的时间td＝t
1-t0＝dd·
t，模态2开关管q并联电容谐振放电阶段t
δ
＝t
2-t1＝d
δ
·
t，模态3二极管续流的时间tb＝t
3-t2＝db·
t；其中系数d、dr、dd、d
δ
、db分别为各个模态的时间占比。
39.根据模态一中电感l1和l2的电流变化量计算模态五中电容充电阶段的持续时间tr；由于模态五电容cq充电时间很短，电感电压在这一阶段中视为线性下降，充电电流被认定为恒定值；i
cq
＝δi
l1
δi
l2l2
其中，δi
l1
、δi
l2
分别为电感l1和l2在模态一中的电流变化量；因此可得模态五电容充电阶段的持续时间tr公式表示如下：其中，l
eq
为所述sepic变换器的等效电感。
40.根据图7所示，近似认为电感l1、电感l2电流在模态一和模态三结束时大小相等，根据升压比m和持续时间tr计算并联电容cq；电感l1两端电压在(t
on
td tr)阶段内满足伏秒平衡方程，电容cq与电压增益m以及模态一持续时间td的三维关系图如图8所示，并联电容cq公式表示如下：
41.为实现开关管的可靠软开关，应保证开关管在漏源极电压再次谐振至0之前开通，如图9所示，当tb＞t
bmax
时，v
ds
将发生二次谐振，无法实现zvs，因此要求模态三的持续时间tb满足式公式如下：0≤tb≤t
bmax
；同时在一个开关周期内满足下式：tb td＜t-t
on
；其中，t
bmax
＝t
r-2t
δ
；由升压比m公式可得模态三阶段的持续时间db的表达式如下：可得：模态一阶段的持续时间dd的选择范围应满足下式：
42.一种具体实施例适用于本方案所设计的改进型高频高升压比sepic变换器：根据搭建的额定功率200w的实验室样机，对本方案设计的sepic变换器进行仿真分析，所测得的输入电压vg，输出电压vo，输出电流io的波形如图10所示。可以看出改进型sepic变换器在输入30v下可实现400v直流输出，13.3倍升压能力，输出电流500ma；由于所设计的sepic变换器加入了并联电容cq，存在谐振阶段，从而实现开关管的zvs，减小开通损耗；同时，开关管两端电压应力有所降低。所测得的驱动信号v
gs
，开关管漏源极两端电压v
ds
以及输出电压vo波形如图11所示。
43.以上所述之具体实施方式为本发明基于开关电感的改进型高频高升压比sepic变换器的较佳实施方式，并非以此限定本发明的具体实施范围，本发明的范围包括并不限于本具体实施方式，凡依照本发明之形状、结构所作的等效变化均在本发明的保护范围内。