开关控制电路及开关电源装置的制作方法

1.本发明涉及开关控制电路及开关电源装置。


背景技术：

2.已知一种开关电源装置，其根据施加于电感和开关元件的串联电路的输入电压，对开关元件进行开关，由此生成输出电压。典型地，例如，在使用了变压器的ac/dc转换器中，将开关元件与作为电感的一次侧绕组串联连接，对这些串联电路施加对交流电压进行全波整流而得的直流输入电压，对开关元件进行开关驱动，由此在二次侧得到输出电压。
3.在这种开关电源装置中，通常利用脉冲宽度调制，执行使开关元件以开关频率进行开关的pwm动作。也有在轻负载时以削减电力消耗为目的而执行突发动作的类型的开关电源装置(例如参照下述专利文献1)。在突发动作中，不进行基于上述开关频率的开关，在不具有周期性的状态下仅在必要时进行开关元件的开关。
4.现有技术文献
5.专利文献
6.专利文献1：日本特表2008-541688号公报


技术实现要素：

7.发明要解决的课题
8.在能够切换执行pwm动作以及突发动作的开关电源装置中，监视负载大小，并根据与负载大小对应的反馈电压，切换执行pwm动作以及突发动作。此时，存在pwm动作与突发动作的切换的临界功率(突发临界功率)，但在现有的开关电源装置中，该临界功率有时依赖于输入电压的大小而变化。
9.即，例如以ac/dc转换器来考虑的情况下，向ac/dc转换器的输入交流电压的有效值有时为100v有时为240v，与其联动地，施加于变压器的一次侧绕组与开关元件的串联电路的直流输入电压也多样地变化。在以往的开关电源装置中，上述临界功率有时依赖于输入电压的大小(例如根据向ac/dc转换器的输入交流电压的有效值是100v还是240v)而变化。这意味着虽然负载的消耗功率相同，但根据输入电压有时进行突发动作有时不进行突发动作(关于该现象的发生原因，在后面详细说明)。
10.不希望发生根据输入电压有时进行突发动作有时不进行突发动作(换言之，突发动作的执行条件依赖于输入电压)，从而妨碍与突发动作相关的功率设计优化。
11.本发明的目的在于，提供一种开关控制电路及开关电源装置，其能抑制突发动作的执行条件根据输入电压而变化。
12.用于解决课题的手段
13.本发明的开关控制电路，其根据施加于电感和开关元件的串联电路的输入电压，对所述开关元件进行开关，由此生成输出电压，其中，所述开关控制电路具有：电流检测部，其检测在所述开关元件中流动的电流作为对象电流；以及控制部，其根据反馈电压，执行使
所述开关元件以设定的开关频率进行开关的pwm动作或者突发动作，其中，所述反馈电压与接受所述输出电压的供给的负载大小对应，所述控制部具有：置位信号产生部，其产生指示接通所述开关元件的置位信号；复位信号产生部，其产生指示关断所述开关元件的复位信号；以及驱动部，其在接受到所述置位信号时，向所述开关元件供给用于使所述开关元件为导通状态的信号，并且在接受到所述复位信号时，向所述开关元件供给用于使所述开关元件为截止状态的信号，在所述突发动作中，所述控制部停止所述开关元件以所述开关频率进行的开关，在所述突发动作中，所述置位信号产生部根据所述反馈电压产生所述置位信号，之后，所述复位信号产生部以所述对象电流的值超过关断阈值为契机产生所述复位信号，所述复位信号产生部在所述置位信号产生后的规定区间，使所述关断阈值随着时间经过而增大(第一结构)。
14.在上述第一结构的开关控制电路中，也可以是，所述关断阈值具有与所述反馈电压对应的值(第二结构)。
15.在上述第一或第二结构的开关控制电路中，也可以是，所述复位信号产生部将在所述规定区间中信号值随着时间经过而增大的斜率补偿信号和与所述反馈电压成比例的信号相加，由此生成表示所述关断阈值的关断阈值用信号，在所述突发动作中，所述复位信号产生部将表示所述对象电流的值的电流检测信号和所述关断阈值用信号进行比较，由此产生所述复位信号(第三结构)。
16.在上述第三结构的开关控制电路中，也可以是，所述置位信号产生部具有：振荡器，其生成所述开关频率的信号，在所述pwm动作中，所述置位信号产生部使用所述振荡器以所述开关频率产生所述置位信号，在所述pwm动作中，所述复位信号产生部根据所述电流检测信号、所述关断阈值用信号、以及表示规定的过电流阈值的过电流阈值用信号，产生所述复位信号(第四结构)。
17.在上述第四结构的开关控制电路中，也可以是，所述复位信号产生部具有：第一比较器，其将所述电流检测信号和所述关断阈值用信号进行比较；以及第二比较器，其将所述电流检测信号和所述过电流阈值用信号进行比较，在所述pwm动作中，所述复位信号产生部根据所述第一比较器以及所述第二比较器的各比较结果，在所述对象电流的值比所述关断阈值或者所述过电流阈值大时产生所述复位信号(第五结构)。
18.在上述第四或第五结构的开关控制电路中，也可以是，所述复位信号产生部将在所述规定区间中信号值随着时间经过而增大的第一斜率补偿信号和与所述反馈电压成比例的信号相加，来生成所述关断阈值用信号，并且，将在所述规定区间中信号值随着时间经过而增大的第二斜率补偿信号和具有规定值的信号相加，来生成所述过电流阈值用信号(第六结构)。
19.在上述第一～第六结构中任一结构的开关控制电路中，也可以是，随着所述负载大小减小，所述反馈电压降低，在所述反馈电压保持为比规定的突发判定电压高的状态时，所述控制部持续地执行所述pwm动作，在所述反馈电压低于所述突发判定电压时，所述控制部开始所述突发动作(第七结构)。
20.在上述第七结构的开关控制电路中，也可以是，所述控制部接受所述反馈电压从比所述突发判定电压高的状态转移到比所述突发判定电压低的状态的情况而开始所述突发动作，在所述突发动作开始后，将所述开关元件维持为截止状态直到所述反馈电压超过
比所述突发判定电压高的规定的突发解除电压，在所述反馈电压超过所述突发解除电压时，通过所述置位信号产生部产生所述置位信号，之后，接受所述对象电流的值超过关断阈值的情况而通过所述复位信号产生部产生所述复位信号(第八结构)。
21.在上述第一～第六结构中任一结构的开关控制电路中，也可以是，随着所述负载大小减小，所述反馈电压上升，在所述反馈电压保持为比规定的突发判定电压低的状态时，所述控制部持续地执行所述pwm动作，在所述反馈电压超过所述突发判定电压时，所述控制部开始所述突发动作(第九结构)。
22.在上述第九结构的开关控制电路中，也可以是，所述控制部接受所述反馈电压从比所述突发判定电压低的状态转移到比所述突发判定电压高的状态的情况而开始所述突发动作，在所述突发动作开始后，将所述开关元件维持为截止状态直到所述反馈电压低于比所述突发判定电压低的规定的突发解除电压，在所述反馈电压低于所述突发解除电压时，通过所述置位信号产生部产生所述置位信号，之后，接受所述对象电流的值超过关断阈值的情况而通过所述复位信号产生部产生所述复位信号(第十结构)。
23.在上述第一～第十结构中任一结构的开关控制电路中，也可以是，使用具有所述电感作为一次侧绕组并且具有二次侧绕组的变压器，根据施加于一次侧的所述输入电压在二次侧生成所述输出电压(第十一结构)。
24.本发明的开关电源装置，其使用具有一次侧绕组和二次侧绕组的变压器，通过开关方式，根据施加于一次侧的输入电压在二次侧生成输出电压，其中，所述开关电源装置具有：开关元件，其与作为电感的所述一次侧绕组串联连接；上述第一～第十一结构中任一结构的开关控制电路；以及反馈电压生成电路，其根据所述输出电压生成所述反馈电压(第十二结构)。
25.在上述第十二结构的开关电源装置中，也可以是，所述输入电压是通过对交流电压进行整流和平滑化而生成的(第十三结构)。
26.发明效果
27.根据本发明，提供一种开关控制电路以及开关电源装置，其能够抑制突发动作的执行条件根据输入电压而变化。
附图说明
28.图1是本发明的第一实施方式的ac/dc转换器的整体结构图。
29.图2涉及本发明的第一实施方式，是作为ac/dc转换器的电子部件的外观立体图。
30.图3涉及本发明的第一实施方式，是ac/dc转换器的局部结构图。
31.图4涉及本发明的第一实施方式，是与反馈电压对应的模式设定的说明图。
32.图5是本发明的第一实施方式的突发动作的说明图。
33.图6的(a)～(c)涉及本发明的第一实施方式，是表示假想状况下的一次侧电流波形的图。
34.图7涉及本发明的第一实施方式，是假想状况下的输入电压和突发临界电压的关系图。
35.图8涉及本发明的第一实施方式，是表示实际状况下的一次侧电流波形的图。
36.图9涉及本发明的第一实施方式，是实际状况下的输入电压以及突发临界电压的
关系图。
37.图10涉及本发明的第一实施方式，是一次侧控制电路的概略内部框图。
38.图11涉及本发明的第一实施方式，是主控制部的结构图。
39.图12涉及本发明的第一实施方式，是与突发动作相关的各种电压及信号的波形图。
40.图13涉及本发明的第一实施方式，是置位信号产生部的功能框图。
41.图14涉及本发明的第一实施方式，是反馈电压和与开关有关的频率的关系图。
42.图15涉及本发明的第一实施方式，是对斜率补偿信号的波形进行说明的图。
43.图16涉及本发明的第一实施方式，是与驱动部的动作相关的多个信号的波形图。
44.图17涉及本发明的第一实施方式，是表示为了产生复位信号而与一次侧电流对比的电流波形(5种电流波形)的图。
45.图18涉及本发明的第一实施方式，是表示二次侧电力及开关频率间的关系不依赖于输入电压的情况的图。
46.图19是与突发动作相关的电压以及信号等的基本波形图。
47.图20是与突发动作相关的电压以及信号等的变形波形图。
具体实施方式
48.以下，参照附图对本发明的实施方式的例子进行具体说明。在参照的各图中，对相同部分标注相同符号，原则上省略与相同部分相关的重复说明。另外，在本说明书中，为了简化描述，有时通过记载参照信息、信号、物理量、元件或部位等的标号或符号，省略或简写与该标号或符号对应的信息、信号、物理量、元件或部位等的名称。例如，由后述的“14”表示的开关晶体管(参照图1)有时表述为开关晶体管14，有时也简写为晶体管14，但它们全部是指相同的晶体管。
49.首先，对在本发明的实施方式的描述中使用的几个用语进行说明。在本发明的实施方式中，ic是集成电路(integrated circuit)的简称。pwm是脉冲宽度调制(pulse width modulation)的简称。电平是指电位的电平，对于任意的信号或电压，高电平具有比低电平高的电位。在任意的信号或电压中，将从低电平向高电平的切换称为上升沿(up edge)，将从高电平向低电平的切换称为下降沿(down edge)。
50.对于构成为包括mosfet在内的fet(场效应晶体管)的任意晶体管而言，导通状态(on)是指该晶体管的漏极和源极间为导通状态，截止状态(off)是指该晶体管的漏极和源极间为非导通状态(切断状态)。对于未被分类为fet的晶体管也是一样的。以下有时也将导通状态、截止状态简单表现为导通、截止。mosfet是“metal-oxide-semiconductor field-effect transistor”的简称。对于任意晶体管，将从截止状态向导通状态的切换表现为接通(turn on)，将从导通状态向截止状态的切换表现为关断(turn off)。
51.＜＜第一实施方式＞＞
52.对本发明的第一实施方式进行说明。图1是本发明的第一实施方式的ac/dc转换器1的整体结构图。图1还示出了与ac/dc转换器1连接的负载ld。ac/dc转换器1具有作为设置于一次侧的电路的一次侧电路10和作为设置于二次侧的电路的二次侧电路20。在ac/dc转换器1中，一次侧和二次侧彼此绝缘，换言之，一次侧电路10和二次侧电路20彼此绝缘。另
外，ac/dc转换器1具有跨一次侧电路10和二次侧电路20设置的变压器tr和光电耦合器pc。变压器tr具有配置于一次侧电路10的一次侧绕组w1和配置于二次侧电路20的二次侧绕组w2。在变压器tr中，一次侧绕组w1和二次侧绕组w2电绝缘并且彼此以相反极性磁耦合。光电耦合器pc具有配置于二次侧电路20的发光元件pce和配置于一次侧电路10的受光元件pcr。
53.在ac/dc转换器1中，使用变压器tr从输入电压v
in
以绝缘形式生成输出电压v
out
。一次侧电路10中的接地用“gnd1”表示，二次侧电路20中的接地用“gnd2”表示。输入电压v
in
是以接地gnd1为基准的一次侧电压，输出电压v
out
是以接地gnd2为基准的二次侧电压。在一次侧电路10和二次侧电路20的每一个中，接地是指具有0v(零伏)的基准电位的导电部(规定电位点)或者是指基准电位本身。但是，接地gnd1和接地gnd2彼此绝缘，因此，能够具有彼此不同的电位。
54.对一次侧电路10进行说明。在一次侧电路10中设置有滤波器11、整流电路12、平滑电容器13、开关晶体管14、电流感测电阻15、作为开关控制电路例子的一次侧控制电路16、电源生成电路17以及反馈用电容器18。开关晶体管14构成为n沟道型的mosfet(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor)。
55.滤波器11除去输入到ac/dc转换器1的交流电压v
ac
的噪声。交流电压v
ac
可以是商用交流电压。整流电路12是对通过滤波器11供给的交流电压v
ac
进行全波整流的二极管桥接电路。平滑电容器13对由整流电路12进行了全波整流后的电压进行平滑化，由此，生成输入电压v
in
。在平滑电容器13的两端间以接地gnd1为基准施加输入电压v
in
。理解为平滑电容器13的两端与被施加输入电压v
in
的输入端子tm
in
相当或者与输入端子tm
in
连接。输入电压v
in
是具有与交流电压v
ac
的有效值对应的电压值的正直流电压。输入电压v
in
能够以交流电压v
ac
的周期稍微脉动，但在此忽略该脉动。
56.对一次侧绕组w1的一端施加输入电压v
in
，一次侧绕组w1的另一端与开关晶体管14的漏极连接。开关晶体管14的源极经由电流感测电阻15与接地gnd1连接。由电流感测电阻15产生的电压降，即电流感测电阻15的两端子间电压作为电流感测电压v
cs
输入到一次侧控制电路16。电流感测电压v
cs
具有与在开关晶体管14中流动的电流值成比例的电压值。另外，将在开关晶体管14中流动的电流，即在一次侧绕组w1中流动的电流称为一次侧电流，用符号“i
p”表示。
57.在一次侧控制电路16设置有输出端子tm1、电流感测端子tm2、反馈端子tm3、电源端子tm4以及接地端子tm5。输出端子tm1与开关晶体管14的栅极连接。由电流感测端子tm2接受上述的电流感测电压v
cs
。由反馈端子tm3接受后述的反馈电压v
fb
。反馈电压v
fb
与反馈用电容器18的两端子间电压相当，电容器18的一端与反馈端子tm3连接，电容器18的另一端与接地gnd1连接。电源端子tm4接受从电源生成电路17提供的直流的电源电压v
cc
。接地端子tm5与一次侧的接地gnd1连接。一次侧控制电路16根据电源电压v
cc
进行驱动。
58.电源生成电路17以输入电压v
in
为基础生成电源电压v
cc
，将电源电压v
cc
供给到一次侧控制电路16。可以在变压器tr的一次侧设置辅助绕组(未图示)。该情况下，电源生成电路17可以是如下电路：对开关晶体管14被开关驱动时在辅助绕组产生的感应电压进行整流，由此生成电源电压v
cc
的电路。或者，电源生成电路17也可以是：对输入电压v
in
进行dc/dc转换，由此生成电源电压v
cc
的dc/dc转换器。
59.一次侧控制电路16通过向晶体管14的栅极供给开关信号来控制晶体管14的栅极
电压，从而对晶体管14进行开关驱动。开关信号是信号电平在低电平和高电平之间切换的矩形波状的信号。在向晶体管14的栅极供给低电平、高电平的信号时，晶体管14分别为截止状态、导通状态。
60.也可以以电源ic的方式形成一次侧控制电路16。图2表示作为电源ic的电子部件1
ic
的外观立体图。电子部件1
ic
是具有如下部分的电子部件(半导体装置)：形成了构成一次侧控制电路16的半导体集成电路的半导体芯片；收纳半导体芯片的壳体(封装)；安装于壳体且从壳体露出的多个外部端子。通过将半导体芯片封入由树脂构成的壳体内而形成电子部件1
ic
。在上述多个外部端子中包含图1的端子tm1～tm5。
61.对二次侧电路20进行说明。在二次侧电路20设置有整流二极管21、平滑电容器22以及反馈电路23。在此，将ac/dc转换器1的构成要素中的配置于二次侧的电路称为二次侧电路20。因此，ac/dc转换器1的构成要素中不包含的负载ld虽然配置在二次侧，但不属于二次侧电路20。
62.在变压器tr中，二次侧绕组w2的一端与整流二极管21的阳极连接，二次侧绕组w2的另一端与接地gnd2连接。整流二极管21的阴极与平滑电容器22的一端连接，平滑电容器22的另一端与接地gnd2连接。因此，在开关晶体管14导通时，基于输入电压v
in
的电流在一次侧绕组w1中流动而在一次侧绕组w1中蓄积能量，之后，在开关晶体管14截止时，蓄积的能量从二次侧绕组w2通过整流二极管21向平滑电容器22输出。结果，在平滑电容器22的两端间产生输出电压v
out
。理解为平滑电容器22的两端与被施加输出电压v
out
的输出端子tm
out
相当或者与输出端子tm
out
连接。输出电压v
out
是具有与输入电压v
in
、一次侧绕组w1的匝数和二次侧绕组w2的匝数之比对应的电压值的正直流电压。输出电压v
out
可能稍微脉动，但在此忽略该脉动。通常，相对于一次侧绕组w1的匝数，二次侧绕组w2的匝数少，因此，输出电压v
out
比输入电压v
in
小(即，输出电压v
out
具有比输入电压v
in
低的电压值)。
63.负载ld是与输出端子tm
out
连接并根据输出电压v
out
进行驱动的任意负载，例如是微型计算机、dsp(digital signal processor：数字信号处理器)、dc/dc转换器。将负载ld的消耗电流，即在使平滑电容器22放电的方向上在平滑电容器22和负载ld间流动的电流，称为负载电流或输出电流，用符号“i
ld”表示。
64.反馈电路23驱动光电耦合器pc的发光元件pce，以使输出电压v
out
与规定的目标电压v
tg
一致。例如，反馈电路23将与输出电压v
out
和规定的目标电压v
tg
间的误差对应的电流提供给发光元件pce。反馈电路23由分路调节器、误差放大器等构成。目标电压v
tg
是输出电压v
out
应该一致的、输出电压v
out
的目标电压。
65.反馈电流i
fb
在光电耦合器pc的受光元件pcr中流动。反馈电流i
fb
的大小随着在发光元件pce中流动的电流大小增大而增大，随着在发光元件pce中流动的电流大小减少而减少。受光元件pcr设置在反馈端子tm3与接地gnd1之间，反馈电流i
fb
从反馈端子tm3朝向接地gnd1流动。
66.另外，在此列举以二极管整流方式(非同步整流方式)且续流方式(fly back)生成输出电压v
out
的例子，但在ac/dc转换器1中，也可以以同步整流方式生成输出电压v
out
，还可以以正向方式(forward)生成输出电压v
out
。
67.参照图3，对输出电压v
out
及负载电流i
ld
与反馈电压v
fb
的关系加以说明。在一次侧控制电路16中，以电源电压v
cc
为基础生成规定的内部电源电压vreg。内部电源电压vreg是
以接地gnd1为基准的正直流电压，例如是4v。在一次侧控制电路16中设置有反馈用电阻r
fb
。对反馈用电阻r
fb
的一端施加内部电源电压vreg，反馈用电阻r
fb
的另一端与反馈端子tm3连接。
68.负载电流i
ld
表示对于ac/dc转换器1而言的负载ld的大小，负载电流i
ld
越大则负载ld的大小越大，负载电流i
ld
越小则负载ld的大小越小。负载ld的大小较大也表现为负载ld较重，负载ld的大小较小也表现为负载ld较轻。另外，负载电流i
ld
的大/小可以理解为不是负载电流i
ld
的瞬时值的大/小，而是负载电流i
ld
的平均值的大/小。
69.将开关晶体管14在被接通后被关断这样的一系列动作称为单位开关动作。从ac/dc转换器1向负载ld的供给电力由每单位时间的开关动作数(即，每单位时间的单位开关动作的反复执行次数)和各单位开关动作中的一次侧电流i
p
的峰值电流值(以下，能够简称为峰值电流值i
peak
)决定。
70.以输出电压v
out
稳定在目标电压v
tg
的某个状态为起点，在负载ld的大小变大时(即负载电流i
ld
增大时)，输出电压v
out
朝向从目标电压v
tg
降低的方向。据此，反馈电路23使向发光元件pce的电流供给量减少(可能为零)。结果，反馈电流i
fb
减少，反馈电压v
fb
上升。此时，随着负载电流i
ld
变大，反馈电流i
fb
的减少量以及反馈电压v
fb
的上升量变大。但是，反馈电压v
fb
的上升被限制到内部电源电压vreg。
71.在反馈电压v
fb
上升时，一次侧控制电路16执行开关晶体管14的开关控制，以使每单位时间的平均开关动作数、或者各单位开关动作中的峰值电流值i
peak
增大。由此，对抗负载电流i
ld
的增大而使输出电压v
out
稳定在目标电压v
tg
。
72.相反，以输出电压v
out
稳定在目标电压v
tg
的某个状态为起点，在负载ld的大小变小时(即负载电流i
ld
减少时)，输出电压v
out
朝向从目标电压v
tg
上升的方向。据此，反馈电路23使向发光元件pce的电流供给量增大。结果，反馈电流i
fb
增大，反馈电压v
fb
降低。此时，随着负载电流i
ld
变小，反馈电流i
fb
的增大量以及反馈电压v
fb
的降低量变大。但是，反馈电压v
fb
的降低被限制到接地gnd1的电位。
73.在反馈电压v
fb
降低时，一次侧控制电路16执行开关晶体管14的开关控制，以使每单位时间的平均开关动作数、或者各单位开关动作中的峰值电流值i
peak
减少。由此，对抗负载电流i
ld
的减少而使输出电压v
out
稳定在目标电压v
tg
。
74.这样，反馈电压v
fb
为与负载ld的大小对应的电压。在本实施方式的结构中，负载电流i
ld
越大(负载电流i
ld
的平均值越大)，反馈电压v
fb
越高，负载电流i
ld
越小(负载电流i
ld
的平均值越小)，反馈电压v
fb
越低。
75.一次侧控制电路16将多个模式中的某一个设定为自身的动作模式，并以所设定的动作模式进行动作。在此，设在多个模式中包含第一～第五模式。一次侧控制电路16根据反馈电压v
fb
将第一～第五模式中的某一个设定为动作模式。图4示出了反馈电压v
fb
与动作模式之间的关系。
76.在第二～第四模式中，通过一次侧控制电路16执行pwm动作。在pwm动作中，开关晶体管14以设定的开关频率f
sw
周期性地进行开关。即，开关频率f
sw
是执行pwm动作时的开关晶体管14的开关频率(即，每1秒的单位开关动作的反复执行次数)。详细内容从后述的说明可知，在pwm动作中的各单位开关动作中，在开关晶体管14接通之后，在一次侧电流i
p
的值达到某个电流值(例如基于反馈电压v
fb
的电流值或者基于过电流检测电压的电流值)时，开
关晶体管14被关断。即，一次侧控制电路16能够以所谓pwm电流模式进行晶体管14的开关控制。
77.一次侧控制电路16的动作模式根据规定的电压va、vb、vc、vd及ve与反馈电压v
fb
的关系，在“v
fb
＜v
a”成立时设定为第一模式，在“va≤v
fb
＜v
b”成立时设定为第二模式，在“vb≤v
fb
＜v
c”成立时设定为第三模式，在“vc≤v
fb
＜v
e”成立时设定为第四模式，在“ve≤v
fb”成立时设定为第五模式。“0＜va＜vb＜vc＜vd＜v
e”成立，在此，电压va、vb、vc、vd、ve分别为0.40v、0.55v、1.25v、2.00v、2.80v(伏特)。电压vd的含义由后述的说明可知。
78.如上所述，在第二～第四模式中执行pwm动作。其中，第二模式是开关频率f
sw
固定为规定频率f
l
的f固定模式，第四模式是开关频率f
sw
固定为比规定频率f
l
高的规定频率fh的f固定模式。在此，频率f
l
、fh分别为25khz、100khz(千赫兹)。第三模式是随着反馈电压v
fb
的降低而使开关频率f
sw
降低的f降低模式。具体而言，在第三模式中，随着反馈电压v
fb
从电压vc降低到电压vb，开关频率f
sw
从频率fh线性地降低到频率f
l
，相反，随着反馈电压v
fb
从电压vb上升到电压vc，开关频率f
sw
从频率f
l
线性地增大到频率fh。
79.在执行pwm动作时，在负载ld相对较轻时降低开关频率f
sw
，由此，能够提高电力的转换效率。另外，也可以删除第二模式。此时，视为“va＝v
b”即可。
80.第五模式是过负载模式。在第五模式中，在“ve≤v
fb”成立的状态持续了规定时间(例如64毫秒)以上的情况下，一次侧控制电路16判断为ac/dc转换器1处于过负载状态而进行过负载保护动作。在过负载保护动作中，不进行pwm动作或后述的突发动作，停止开关晶体管14的开关而将晶体管14维持为截止状态。另外，在从“ve≤v
fb”的非成立状态转移到“ve≤v
fb”的成立状态之后，执行基于“f
sw
＝f
h”的pwm动作，直到进行过负载保护动作。第五模式与本发明的特异特征无关，因此，以下只要没有特别需要，则始终设“v
fb
＜v
e”成立而忽略第五模式的存在。
81.第一模式是突发模式。在从进行pwm动作的状态起反馈电压v
fb
降低而“v
fb
＜v
a”成立时，产生向突发模式的转移，由一次侧控制电路16执行突发动作。在突发动作中，停止上述开关频率f
sw
下的开关晶体管14的开关，以不具有周期性的方式对开关晶体管14进行开关。突发动作中的开关晶体管14的开关有时偶然具有周期性，但此时的开关晶体管14的开关频率比频率f
l
低。另外，详细内容由后述的说明可知，但在“v
fb
＜v
a”成立的区间中，开关晶体管14保持为截止状态，反馈电压v
fb
在电压va附近上下变化，由此，实现突发动作。
82.参照图5，对突发动作进行说明。图5示出了执行突发动作时的反馈电压v
fb
的波形和开关晶体管14的状态变化。电压v
bst1
是规定的突发判定电压，电压v
bst2
是规定的突发解除电压。突发判定电压v
bst1
与图4的电压va相当，在此为0.40v。突发解除电压v
bst2
比突发判定电压v
bst1
高，在此为0.45v。
83.由于负载ld轻，因此以“v
fb
＜v
bst1”成立的时刻t1为基准进行考虑。在时刻t1，开关晶体管14为截止状态。在晶体管14保持为截止状态时，反馈电压v
fb
随着输出电压v
out
的下降而上升。并且，在时刻t2反馈电压v
fb
超过突发解除电压v
bst2
时，以此为契机，由一次侧控制电路16接通晶体管14。在突发动作中，在晶体管14接通之后，在时刻t3一次侧电流i
p
的值达到关断阈值i
off
时，开关晶体管14被关断。
84.在图5的例子中，在晶体管14一次的开关中，反馈电压v
fb
再次低于突发判定电压v
bst1
，以后，在突发动作中反复进行与时刻t1～t3间的动作相同的动作。在时刻t2反馈电压vfb
超过突发解除电压v
bst2
之后，在晶体管14一次的开关中，反馈电压v
fb
也有时不低于突发判定电压v
bst1
，该情况下，以频率f
l
反复进行晶体管14的接通，直到反馈电压v
fb
低于突发判定电压v
bst1
。如果因负载ld变重而使得反馈电压v
fb
稳定地超过突发判定电压v
bst1
，则由一次侧控制电路16执行的动作从突发动作转移为pwm动作。
85.在此，参照图6的(a)～(c)，针对假定使用具有固定值的关断阈值i
off
[const]作为上述关断阈值i
off
时的突发动作进行考虑。图6的(a)的实线波形610、图6的(b)的虚线波形620分别展示了第一、第二假想状况下的一次侧电流i
p
的波形。第一假想状况是在“i
off
＝i
off
[const]”且“v
in
＝v
inl”时执行突发动作的状况，第二假想状况是在“i
off
＝i
off
[const]”且“v
in
＝v
inh”时执行突发动作的状况。在此，作为输入电压v
in
的第一例的电压v
inl
比作为输入电压v
in
的第二例的电压v
inh
低。例如，电压v
inl
、v
inh
分别与图1的交流电压v
ac
的有效值为100v、240v时的输入电压v
in
相当。第一、第二假想状况下的一次侧电流i
p
分别由符号“i
p
[v
inl
]”、“i
p
[v
inh
]”表示。在图6的(c)中，将图6的(a)所示的一次侧电流i
p
[v
inl
]的波形610与图6的(b)所示的一次侧电流i
p
[v
inh
]的波形620重叠表示。但是，为了便于图示，在图6的(c)中，将波形610和620彼此稍微上下错开地展示。
[0086]
在第一及第二假想状况的某一状况下，在突发动作中接通开关晶体管14之后，以一次侧电流i
p
的值达到关断阈值i
off
(在此为i
off
[const])为契机，开关晶体管14被关断。但是，在从一次侧电流i
p
的值达到关断阈值i
off
(在此为i
off
[const])的时刻起经过了规定的延迟时间t
dly
之后，开关晶体管14实际断开。延迟时间t
dly
是基于一次侧控制电路16内的信号延迟、开关晶体管14的栅极电容的充放电时间。
[0087]
延迟时间t
dly
与输入电压v
in
的大小无关而固定。然而，一次侧电流i
p
相对于延迟时间t
dly
的变化量依赖于输入电压v
in
的大小。这是因为，开关晶体管14导通时的一次侧电流i
p
的每单位时间的变化量与一次侧绕组w1的电感值成反比且与输入电压v
in
成正比。结果，在将第一假想状况下的一次侧电流i
p
的峰值电流值i
peak
即峰值电流值i
p1
与第二假想状况下的一次侧电流i
p
的峰值电流值i
peak
即峰值电流值i
p2
进行比较时，为“i
p1
＜i
p2”。
[0088]
于是，如果“i
off
＝i
off
[const]”，则如图7所示，突发临界功率p
bst
与输入电压v
in
的大小对应地(换言之，与交流电压v
ac
的大小对应地)变化。突发临界功率p
bst
是指成为突发动作与pwm动作的切换临界的功率。即，如果从ac/dc转换器1向负载ld的供给电力(即输出电压v
out
与负载电流i
ld
之积)比突发临界功率p
bst
大，则执行pwm动作，如果比突发临界功率p
bst
小，则执行突发动作。
[0089]
突发动作是降低轻负载时的ac/dc转换器1的电力消耗，是不希望根据输入电压v
in
进行突发动作或不进行突发动作，妨碍与突发动作相关的功率设计优化。
[0090]
考虑到这一点，在一次侧控制电路16中，在开关晶体管14接通之后，进行使关断阈值i
off
逐渐增加的补偿(以下，称为上斜率补偿)。
[0091]
在图8中，实线波形630、虚线波形640分别展示了第一、第二实际状况下的一次侧电流i
p
的波形。第一实际状况是对关断阈值i
off
应用上斜率补偿且在“v
in
＝v
inl”时执行突发动作的状况，第二实际状况是对关断阈值i
off
应用上斜率补偿且在“v
in
＝v
inh
时执行突发动作的状况。另外，为了便于图示，在图8中将波形630及640彼此稍微上下错开地展示。
[0092]
在第一及第二实际状况的某一状况下，在突发动作中开关晶体管14接通之后，以一次侧电流i
p
的值达到关断阈值i
off
为契机，开关晶体管14被关断。但是，在从一次侧电流i
p
的值达到关断阈值i
off
的时刻起经过了规定的延迟时间t
dly
之后，开关晶体管14实际关断。
[0093]
在第一及第二实际状况下，在开关晶体管14接通之后，关断阈值i
off
逐渐增加。因此，在将第一实际状况下的一次侧电流i
p
的峰值电流值i
peak
即峰值电流值i
p1’与第二实际状况下的一次侧电流i
p
的峰值电流值i
peak
即峰值电流值i
p2’进行比较时，它们之差的大小|i
p1
’‑ip2’|比与上述假想状况对应的差的大小|i
p1-i
p2
|小。理想地，使|i
p1
’‑ip2’|为零(将上斜率补偿设计成这样)。在所有状况下，有时难以使|i
p1
’‑ip2’|为零，将上斜率补偿设计成使|i
p1
’‑ip2’|尽量接近零。
[0094]
图9表示在将上斜率补偿应用于关断阈值i
off
的情况下的、输入电压v
in
与突发临界功率p
bst
的关系。因利用上斜率补偿，突发临界功率p
bst
对输入电压v
in
的依赖性降低，也能够使突发临界功率p
bst
不依赖于输入电压v
in
而实质上为固定。结果，与包含ac/dc转换器1的装置的突发动作相关的功率设计优化变得容易。
[0095]
图10表示一次侧控制电路16的概略的内部框图。一次侧控制电路16具有：具有置位信号产生部110、复位信号产生部120和驱动部130的主控制部100、电流检测部140。电流检测部140使用电流感测电阻15来检测在开关晶体管14中流动的一次侧电流i
p
(对象电流)，生成并输出表示该检测结果的电流检测信号s
cs
。具体而言，对电流检测部140提供以接地gnd1为基准由电流感测电阻15产生的电压降(即电流感测电压v
cs
)。电流检测部140构成为包含放大器以及滤波器等，使电流感测电压v
cs k倍而得到一电压值，生成并输出具有该电压值的电压信号作为电流检测信号s
cs
。在此，k为正的任意实数。
[0096]
电流检测信号s
cs
被提供给主控制部100。另外，反馈电压v
fb
也被提供给主控制部100。主控制部100根据反馈电压v
fb
以及电流检测信号s
cs
(因此，根据反馈电压v
fb
以及电流感测电压v
cs
)，向开关晶体管14的栅极供给开关信号来控制晶体管14的栅极电压，由此对晶体管14进行开关驱动。另外，有时也将供给至晶体管14的栅极的信号描述为栅极信号。
[0097]
置位信号产生部110生成信号set。复位信号产生部120生成信号rst。信号set和rst被供给到驱动部130。信号set和rst分别是取低电平和高电平中的某一个信号电平的二值化信号。高电平的信号set作为指示开关晶体管14接通的置位信号发挥功能，低电平的信号set不作为置位信号发挥功能(无效)。高电平的信号rst作为指示开关晶体管14关断的复位信号发挥功能，低电平的信号rst不作为复位信号发挥功能(无效)。
[0098]
驱动部130在接受到置位信号时(即接受到高电平的信号set时)，将用于使开关晶体管14为导通状态的信号(即高电平的栅极信号)供给到开关晶体管14的栅极。驱动部130在接受到复位信号时(即接受到高电平的信号rst时)，将用于使开关晶体管14为截止状态的信号(即低电平的栅极信号)供给到开关晶体管14的栅极。
[0099]
另外，主控制部100根据反馈电压v
fb
，执行使开关晶体管14以设定的开关频率f
sw
进行开关的pwm动作或突发动作。在突发动作中，如上所述使开关频率f
sw
下的晶体管14的开关停止。
[0100]
在突发动作中，置位信号产生部110根据反馈电压v
fb
产生置位信号(参照图5；接受“v
fb
＞v
bst2”而产生置位信号)，之后，复位信号产生部120参照电流检测信号s
cs
，以一次侧电流i
p
的值超过关断阈值i
off
为契机，产生复位信号。在此，对关断阈值i
off
应用上述的上斜率补偿。
[0101]
图11表示主控制部100的详细结构例。
[0102]
对置位信号产生部110进行说明。在图11的结构例中，置位信号产生部110具有比较器111和振荡器112。比较器111是具有滞后的比较器，根据与反馈电压v
fb
对应的反馈信号s
fb2
，生成针对振荡器112的使能信号en
osc
。在此，反馈信号s
fb2
为具有反馈电压v
fb
的1/2倍电压值的电压信号。比较器111将基于反馈信号s
fb2
的电压(v
fb
/2)与电压(v
bst1
/2)或电压(v
bst2
/2)进行比较，将表示它们的大小关系的信号作为使能信号en
osc
输出。使能信号en
osc
是取低电平和高电平中的任一信号电平的二值化信号。
[0103]
在比较器111中，电压(v
fb
/2)与电压(v
bst1
/2)或电压(v
bst2
/2)的比较等同于反馈电压v
fb
与突发判定电压v
bst1
或突发解除电压v
bst2
的比较。因此，关注电压v
fb
与电压v
bst1
或v
bst2
的大小关系来对比较器111的动作进行说明。图12表示电压v
fb
、v
bst1
和v
bst2
与包含使能信号en
osc
的各种信号的关系(关于图12所示的信号out
vco
在后面进行叙述)。
[0104]
在一次侧控制电路16起动之后，通过规定的起动顺序，反馈电压v
fb
充分高于突发判定电压v
bst1
及突发解除电压v
bst2
，此时，比较器111的输出信号即使能信号en
osc
为高电平。
[0105]
如图12所示，在比较器111的输出信号(en
osc
)为高电平时，在比较器111中，将反馈电压v
fb
和突发判定电压v
bst1
进行比较，在“v
fb
＞v
bst1”成立时，使能信号en
osc
维持为高电平，另一方面，在“v
fb
＜v
bst1”成立时，使能信号en
osc
从高电平切换为低电平。在比较器111的输出信号为高电平时，在“v
fb
＝v
bst1”时，使能信号en
osc
为高电平和低电平中的任一个。
[0106]
如图12所示，在比较器111的输出信号(en
osc
)为低电平时，在比较器111中，将反馈电压v
fb
和突发解除电压v
bst2
进行比较，在“v
fb
＜v
bst2”成立时，使能信号en
osc
维持为低电平，另一方面，在“v
fb
＞v
bst2”成立时，使能信号en
osc
从低电平切换为高电平。在比较器111的输出信号为低电平时，在“v
fb
＝v
bst2”时，使能信号en
osc
为高电平和低电平中的任一个。
[0107]
振荡器112生成具有与反馈电压v
fb
对应的频率的矩形波信号，仅在使能信号en
osc
为高电平时，将生成的矩形波信号作为信号set输出。如果使能信号en
osc
为低电平，则信号set维持为低电平。
[0108]
图13表示振荡器112的功能框图。一并参照图12，能够认为振荡器112由以下部分构成：电压控制振荡器112a，其连续地生成并输出具有与反馈电压v
fb
对应的频率f
vco
的矩形波信号out
vco
；开关部112b，其仅在使能信号en
osc
为高电平时，将从电压控制振荡器112a输出的矩形波信号out
vco
作为信号set输出到振荡器112的外部。在使能信号en
osc
为低电平时，信号set固定为低电平。
[0109]
图14表示反馈电压v
fb
与频率f
vco
的关系。频率f
vco
存在上限和下限。频率f
vco
的上限为上述的频率fh，频率f
vco
的下限为上述的频率f
l
(参照图4)。在进行pwm动作时，频率f
vco
为上述的开关频率f
sw
。在“v
fb
≤v
b”成立时，频率f
vco
固定为频率f
l
，在“vc≤v
fb”成立时，频率f
vco
固定为频率fh。在“vb≤v
fb
≤v
c”成立时，随着反馈电压v
fb
从电压vb上升到电压vc，频率f
vco
从频率f
l
线性地增大到频率fh。
[0110]
在矩形波信号out
vco
中，以频率f
vco
反复产生信号电平仅在微小时间内成为高电平的脉冲。因此，在使能信号en
osc
为高电平时，在信号set中以频率f
vco
反复产生上升沿。
[0111]
再次参照图11，对复位信号产生部120进行说明。在图11的结构例中，复位信号产生部120具有：斜率补偿信号生成部121和124、加法器122和125、比较器123和126、逻辑或电路127。
[0112]
斜率补偿信号生成部121生成并输出斜率补偿信号s
slpa
，斜率补偿信号生成部124
生成并输出斜率补偿信号s
slpb
。斜率补偿信号s
slpa
和s
slpb
的每一个是信号值随时间经过变化的电压信号。对于任意的电压信号，该电压信号的信号值与该电压信号的电压值相当。在斜率补偿信号s
slpa
和s
slpb
的每一个中，信号值的变化具有周期性，该周期的倒数与频率f
vco
一致。
[0113]
与反馈电压v
fb
对应的反馈信号s
fb1
和来自斜率补偿信号生成部121的斜率补偿信号s
slpa
被输入到加法器122。在此，反馈信号s
fb1
是具有反馈电压v
fb
的1/4倍电压值的电压信号。加法器122将斜率补偿信号s
slpa
与反馈信号s
fb1
相加，将基于相加结果的电压信号作为关断阈值用信号s
offa
输出。关断阈值用信号s
offa
的信号值(即电压值)为反馈信号s
fb1
的信号值(即电压值；在此为v
fb
/4)与斜率补偿信号s
slpa
的信号值(即电压值)之和。关断阈值用信号s
offa
是以电压信号的方式表示上述的关断阈值i
off
，由关断阈值用信号s
offa
指示关断阈值i
off
。
[0114]
在比较器123中，向反相输入端子输入关断阈值用信号s
offa
，向非反相输入端子输入电流检测信号s
cs
。从参照了图10等的说明可知，电流检测信号s
cs
是指示一次侧电流i
p
的值的电压信号。
[0115]“s
cs
＞s
offa”的成立与“i
p
＞i
off”的成立相当，“s
cs
＜s
offa”的成立与“i
p
＜i
off”的成立相当。比较器123在“s
cs
＞s
offa”成立时，即电流检测信号s
cs
的信号值(电压值)比关断阈值用信号s
offa
的信号值(电压值)大时，输出高电平信号，否则，输出低电平信号。但是，在“s
cs
＝s
offa”成立时，比较器123的输出信号能够为高电平。
[0116]
向加法器125输入表示规定的过电流检测电压v
lim
的电压信号s
lim
和来自斜率补偿信号生成部124的斜率补偿信号s
slpb
。过电流检测电压v
lim
具有固定电压值。但是，在一次侧控制电路16起动时的软启动动作的执行时，有时将过电流检测电压v
lim
设定得比上述固定电压值小。加法器125将斜率补偿信号s
slpb
与表示过电流检测电压v
lim
的电压信号s
lim
相加，将基于相加结果的电压信号作为过电流阈值用信号s
offb
输出。过电流阈值用信号s
offb
的信号值(即，电压值)是电压信号s
lim
的信号值(即，电压值；在此是v
lim
)与斜率补偿信号s
slpb
的信号值(即，电压值)之和。过电流阈值用信号s
offb
是以电压信号的形态表示针对一次侧电流i
p
的过电流阈值i
lim
，由过电流阈值用信号s
offb
指示过电流阈值i
lim
。
[0117]
在比较器126中，向反相输入端子输入过电流阈值用信号s
offb
，向非反相输入端子输入电流检测信号s
cs
。
[0118]“s
cs
＞s
offb”的成立与“i
p
＞i
lim”的成立相当，“s
cs
＜s
offb”的成立与“i
p
＜i
lim
的成立相当。比较器126在“s
cs
＞s
offb”成立时，即，电流检测信号s
cs
的信号值(电压值)比过电流阈值用信号s
offb
的信号值(电压值)大时，输出高电平的信号，否则，输出低电平的信号。但是，在“s
cs
＝s
offb”成立时，比较器126的输出信号能够为高电平。
[0119]
逻辑或电路127将比较器123和126的输出信号的逻辑或信号作为信号rst输出。因此，只有在比较器123的输出信号以及比较器126的输出信号中的双方为低电平的情况下，信号rst为低电平，如果至少一方为高电平，则信号rst为高电平。
[0120]
因此，通过由斜率补偿信号生成部121、加法器122以及比较器123构成的第一块和由斜率补偿信号生成部124、加法器125以及比较器126构成的第二块的某一个块，生成复位信号(即高电平的信号rst)。生成复位信号的功能在“v
fb
＜v
d”中由第一块承担，在“vd≤v
fb”中由第二块承担(关于电压vd，参照图4)，这将在后面进行说明。
[0121]
图15表示信号out
vco
、set、s
slpa
和s
slpb
的关系。在图15中，假设信号en
osc
维持在高电平，因此，信号out
vco
与信号set一致。
[0122]
斜率补偿信号s
slpa
和s
slpb
在产生信号out
vco
的上升沿的时刻分别具有规定的初始信号值inia、inib。初始信号值inia和inib为零，但也可以是零以外的值。
[0123]
将如下区间称为单位区间：从信号out
vco
中产生了上升沿的时刻起，到产生下一个上升沿为止的区间。1个单位区间的长度与信号out
vco
的频率f
vco
的倒数一致。各单位区间由前段区间p1和后段区间p2构成。在各单位区间中，可以与单位区间的开始同时地开始前段区间p1，与前段区间p1的结束同时地开始后段区间p2。
[0124]
在各单位区间中，在前段区间p1中，斜率补偿信号s
slpa
的信号值(即，电压值)以初始信号值inia为起点随着时间经过而增大，斜率补偿信号s
slpa
的信号值在前段区间p1的结束时刻具有规定的信号值topa。当然“inia＜top
a”。在各单位区间中，在后段区间p2中，斜率补偿信号s
slpa
的信号值(即，电压值)以信号值topa为起点随着时间经过而减少，斜率补偿信号s
slpa
的信号值在后段区间p2的结束时刻具有规定的信号值btma。在图15的例子中，成为“btma＜ini
a”，但也可以是“btma＝ini
a”或“btma＞ini
a”。
[0125]
在各单位区间中，在前段区间p1中，斜率补偿信号s
slpb
的信号值(即，电压值)以初始信号值inib为起点随着时间经过而增大，斜率补偿信号s
slpb
的信号值在前段区间p1的结束时刻具有规定的信号值topb。当然“inib＜top
b”。在各单位区间中，在后段区间p2中，斜率补偿信号s
slpb
的信号值(即，电压值)以信号值topb为起点随着时间经过而减少，斜率补偿信号s
slpb
的信号值在后段区间p2的结束时刻具有规定的信号值btmb。在图15的例子中，成为“btmb＜ini
b”，但也可以是“btmb＝ini
b”或“btmb＞ini
b”。
[0126]
在前段区间p1中实现上述的上斜率补偿。后段区间p2中的斜率补偿信号s
slpa
和s
slpb
的信号值的减小被称为下斜率补偿。下斜率补偿(一般也能够称为ac斜率补偿)是以防止次谐波振荡为目的而引入的。基于下斜率补偿的防止次谐波振荡的原理是公知的，因此省略其说明。
[0127]
在各单位区间中，后段区间p2的开始时刻为如下时刻：从该单位区间的开始时刻起，时间“q
·
1/f
vco”后的时刻。“1/f
vco”与各单位区间的长度相当。系数q具有比0大且比1小的值。为了有效地防止次谐波振荡，使系数q具有0.5以下的值即可，例如设“0.35＜q＜0.49”。
[0128]
另外，在图15的例子中，各单位区间仅由前段区间p1以及后段区间p2形成，但在各单位区间中，可以在前段区间p1结束后，后段区间p2开始前，存在斜率补偿信号s
slpa
、s
slpb
的信号值分别固定在信号值topa、topb的有限区间，也可以在后段区间p2结束后，下一单位区间开始前，存在斜率补偿信号s
slpa
、s
slpb
的信号值分别固定在信号值btma、btmb的有限区间。
[0129]
另外，在图15的例子中，假设使能信号en
osc
被维持为高电平，而使能信号en
osc
为低电平时的信号out
vco
、s
slpa
以及s
slpb
的关系可以与上述相同。但是，在使能信号en
osc
为低电平时，信号s
slpa
和s
slpb
的变化不具有意义，因此，信号s
slpa
和s
slpb
的信号值可以固定为零。
[0130]
在此，设斜率补偿信号s
slpa
和s
slpb
是彼此相同的信号。在斜率补偿信号s
slpa
和s
slpb
是彼此相同的信号的情况下，可以删除斜率补偿信号生成部124，将在斜率补偿信号生成部121中生成的斜率补偿信号s
slpa
输入到加法器122，并且作为斜率补偿信号s
slpb
输入到加法器125。但是，斜率补偿信号s
slpa
和s
slpb
可以是彼此不同的信号。
limit mode)。在限流模式中，在一次侧电流i
p
达到过电流阈值i
lim
时产生复位信号。在限流模式中，如果不对过电流检测电压v
lim
应用上斜率补偿，则因上述的延迟时间t
dly
的影响，二次侧的最大电力依赖于输入电压v
in
的大小而变化。在图11的结构中，在限流模式中，使用斜率补偿信号生成部124以及加法器125来应用上斜率补偿，因此，抑制二次侧的最大电力依赖于输入电压v
in
而变化。
[0139]
图17表示为了产生复位信号而与一次侧电流i
p
对比的电流的波形661～665。波形661是在突发动作中与一次侧电流i
p
对比的电流波形(具有关断阈值i
off
的电流的波形)。波形662是在第二模式下的pwm动作中与一次侧电流i
p
对比的电流波形(具有关断阈值i
off
的电流的波形)。波形663是在第三模式下的pwm动作中与一次侧电流i
p
对比的电流波形(具有关断阈值i
off
的电流的波形)。波形664是在第四模式且“v
fb
＜v
d”下的pwm动作中与一次侧电流i
p
对比的电流波形(具有关断阈值i
off
的电流的波形)。波形665是在限流模式下与一次侧电流i
p
对比的电流波形(具有过电流阈值i
lim
的电流的波形)。
[0140]
上斜率补偿不仅在进行突发动作时执行，还在进行pwm动作时执行，因此，在pwm动作中，二次侧电力p
out
(＝v
out
×ild
)相对于输入电压v
in
的变动不受影响或者难以受到影响(但是，在前半区间p1中产生了复位信号的情况)。即，在执行pwm动作时也能够得到图9所示那样的效果。
[0141]
结果，在进行pwm动作时，如图18所示，也能够使二次侧电力p
out
与开关频率f
sw
的关系相对于输入电压v
in
的变化不变。由此，不用在意有输入电压v
in
的变动就能进行电路设计，能够期待设计容易化(在没有上斜率补偿的情况下，例如，需要考虑“v
in
＝v
inl”时和“v
in
＝v
inh”时两者来进行电路设计)。在图18中，实线折线681表示“v
in
＝v
inl”时的二次侧电力p
out
与开关频率f
sw
间的关系，虚线折线682表示“v
in
＝v
inh”时的二次侧电力p
out
与开关频率f
sw
间的关系。为了便于图示，在图18中，将折线681和682彼此稍微上下错开地展示，但理想的是折线681和682完全重合。
[0142]
从上述的说明可知，置位信号产生部110在pwm动作中，使用振荡器112以规定频率f
vco
(与开关频率f
sw
相当)产生置位信号。复位信号产生部120在pwm动作中，根据电流检测信号s
cs
、表示关断阈值i
off
的关断阈值用信号s
offa
、以及表示过电流阈值i
lim
的过电流用阈值用信号s
offb
，产生复位信号。
[0143]
更具体而言，在pwm动作中，参照将电流检测信号s
cs
与关断阈值用信号s
offa
进行比较的比较器123的比较结果、以及将电流检测信号s
cs
与过电流阈值用信号s
offb
进行比较的比较器126的比较结果，根据这些比较结果，在一次侧电流i
p
的值比关断阈值i
off
或过电流阈值i
lim
大时，产生复位信号。如上所述，“s
cs
＞s
offa”的成立表示一次侧电流i
p
的值比关断阈值i
off
大，“s
cs
＞s
offb”的成立表示一次侧电流i
p
的值比过电流阈值i
lim
大。
[0144]
在产生置位信号后的规定区间(与前段区间p1相当)中，通过将信号值随着时间经过而增大的斜率补偿信号s
slpa
和与反馈电压v
fb
成比例的信号s
fb1
相加来生成关断阈值用信号s
offa
，且，通过将信号值随着时间经过而增大的斜率补偿信号s
slpb
与具有规定值的信号s
lim
相加来生成过电流阈值用信号s
offb
。由此，实现上斜率补偿。在上述规定区间之后，应用以防止次谐波振荡为目的的下斜率补偿。
[0145]
＜＜第二实施方式＞＞
[0146]
对本发明的第二实施方式进行说明。在第二实施方式中，对相对于第一实施方式
的变形技术、应用技术等进行说明。能够将第二实施方式所记载的事项应用于第一实施方式。
[0147]
第二实施方式包含以下的实施例ex2_1～ex2_3。第一实施方式中上述的事项，只要没有特别描述且没有矛盾，就可以应用于以下的实施例ex2_1～ex2_3，在各实施例中，对于与第一实施方式中的上述事项矛盾的事项，可以优先各实施例中的记载。另外，只要没有矛盾，就可以将实施例ex2_1～ex2_3中的任意实施例所记载的事项应用于其他的任意实施例(即，可以将多个实施例中任意的2个以上的实施例组合)。
[0148]
在进行实施例ex2_1之前，对第一实施方式的动作和结构进行补充。在第一实施方式中，采用了随着负载ld的大小减少而反馈电压v
fb
降低的结构。因此，第一实施方式的主控制部100在反馈电压v
fb
保持为比规定的突发判定电压v
bst1
高的状态时，继续执行pwm动作，在反馈电压v
fb
低于突发判定电压v
bst1
时，开始突发动作。
[0149]
即，第一实施方式的主控制部100接受反馈电压v
fb
从比突发判定电压v
bst1
高的状态转移到比突发判定电压v
bst1
低的状态，而开始突发动作，在突发动作开始后，如图19所示将开关晶体管14维持在截止状态，直到反馈电压v
fb
超过规定的突发解除电压v
bst2
，在反馈电压v
fb
超过突发解除电压v
bst2
时，通过置位信号产生部110产生置位信号(高电平的信号set)，之后，接受一次侧电流i
p
的值超过关断阈值i
off
而通过复位信号产生部120产生复位信号(高电平的信号rst)。在第一实施方式中为“v
bst2
＞v
bst1”。
[0150]
另外，在图19中，假定在产生置位信号的同时开关晶体管14接通(仅针对关断图示了延迟时间t
dly
)。在图11的结构中，在一次侧电流i
p
的值超过关断阈值i
off
时，“s
cs
＞s
offa”成立而产生复位信号(高电平的信号rst)。
[0151]
[实施例ex2_1]
[0152]
对实施例ex2_1进行说明。在ac/dc转换器1中，可以采用随着负载ld的大小减少而反馈电压v
fb
上升的结构，将该结构作为实施例ex2_1进行说明。
[0153]
在实施例ex2_1中，采用了随着负载ld的大小减少而反馈电压v
fb
上升的结构，因此，主控制部100在反馈电压v
fb
保持为比规定的突发判定电压v
bst1
低的状态时，继续执行pwm动作，在反馈电压v
fb
超过突发判定电压v
bst1
时开始突发动作。
[0154]
即，实施例ex2_1的主控制部100接受反馈电压v
fb
从比突发判定电压v
bst1
低的状态转移到比突发判定电压v
bst1
高的状态，而开始突发动作，在突发动作开始后，如图20所示将开关晶体管14维持在截止状态，直到反馈电压v
fb
低于规定的突发解除电压v
bst2
，在反馈电压v
fb
低于突发解除电压v
bst2
时，通过置位信号产生部110产生置位信号(高电平的信号set)，之后，接受一次侧电流i
p
的值超过关断阈值i
off
，通过复位信号产生部120产生复位信号(高电平的信号rst)。在实施例ex2_1中为“v
bst2
＜v
bst1”。
[0155]
另外，在图20中，假定在产生置位信号的同时开关晶体管14接通(仅针对断开图示了延迟时间t
dly
)。在图11的结构中，在一次侧电流i
p
的值超过关断阈值i
off
时，“s
cs
＞s
offa”成立而产生复位信号(高电平的信号rst)。
[0156]
[实施例ex2_2]
[0157]
对实施例ex2_2进行说明。图1的ac/dc转换器1是本发明的开关电源装置的一种。在图1中，开关晶体管14是与作为电感的一次侧绕组w1串联连接的开关元件的例子，一次侧控制电路16是对开关元件进行开关的开关控制电路的例子。可以是将开关元件构成为p沟
道型的mosfet的变形，也可以构成为双极晶体管、结型fet或igbt(insulated gate bipolar transistor：绝缘栅双极型晶体管)的变形。无论哪个，都是对电感和开关元件的串联电路施加输入电压v
in
，对开关元件进行开关，由此在输出端子tm
out
产生输出电压v
out
。
[0158]
反馈电路23、光电耦合器pc以及反馈用电容器18构成根据输出电压v
out
生成反馈电压v
fb
的反馈电压生成电路。
[0159]
可以使用ac/dc转换器1来构成电源适配器。或者，可以构成内置ac/dc转换器1的电气设备。电气设备的种类没有特别限制，只要是内置ac/dc转换器1的设备，可以是任意的，例如音响设备、冰箱、洗衣机、吸尘器等。
[0160]
本发明的开关电源装置不限于ac/dc转换器，也可以是使用变压器tr从一次侧的输入电压v
in
以绝缘形式在二次侧生成输出电压v
out
的绝缘型dc/dc转换器，还可以是根据输入电压v
in
生成输出电压v
out
的非绝缘型dc/dc转换器。
[0161]
[实施例ex2_3]
[0162]
对实施例ex2_3进行说明。在不有损上述主旨的形式下，对于任意的信号或电压，可以使高电平与低电平的关系相反。
[0163]
本发明的实施方式可以在权利要求书所示的技术思想的范围内适当地进行各种变更。以上的实施方式仅是本发明的实施方式的例子，本发明或者各构成要件用语的含义并不局限于以上实施方式所记载的内容。上述说明书中所示的具体数值仅是示例，当然可以将它们变更为各种数值。
[0164]
符号说明
[0165]
1 ac/dc转换器(开关电源装置)
[0166]
14 开关晶体管(开关元件)
[0167]
16 一次侧控制电路(开关控制电路)
[0168]
100 主控制部
[0169]
110 置位信号产生部
[0170]
120 复位信号产生部
[0171]
130 驱动部
[0172]
140 电流检测部。