高频无线功率传输系统及其发射器和接收器的制作方法

1.本发明总体上涉及无线功率传输，尤其涉及高频无线功率传输系统及其发射器和接收器。


背景技术：

2.无线充电和无线功率传输系统正成为支持下一代设备的日益重要的技术。越来越多的制造商和公司投资于该技术，由此证明该技术所带来的潜在好处和优势。
3.已知多种无线功率传输系统。典型的无线功率传输系统包括电连接到无线功率发射器的电源和电连接到负载的无线功率接收器。
4.在磁感应系统中，发射器有具有一定电感的线圈，该线圈将来自电源的电能传输到具有一定电感的接收线圈。由于发射器和接收器的电感器之间的磁场耦合而发生了功率传输。这些磁感应系统的范围是有限的，并且发射器和接收器的电感器必须最佳对准以进行功率传输。
5.还存在谐振磁系统，在该系统中，由于发射器和接收器的电感器之间的磁场耦合而传输功率。在谐振磁系统中，电感器使用至少一个电容器谐振。在谐振磁系统中，发射器是自谐振的，接收器也是自谐振的。谐振磁系统中的功率传输范围与磁感应系统的功率传输范围相比增加了，并且对准问题被校正。虽然电磁能量是在磁感应和谐振磁系统中产生的，但是大部分功率传输是经由磁场发生的。经由电感应或谐振电感应传输的功率如果有的话是很少的。
6.qi无线充电标准是磁感应系统的示例性实施方式。qi无线充电标准用于诸如智能电话和可穿戴设备之类的低功耗消费电子产品。此外，低成本功率转换器、线圈和集成电路可用于qi无线充电标准。qi无线充电标准在khz频率范围内操作。因此，根据qi无线充电标准操作的设备具有有限的耦合范围，需要精确的线圈对准，并且使用基于铁氧体的线圈，这种线圈可能很重且易碎。因此，qi无线充电标准的应用范围受到限制。
7.在电感应系统中，发射器和接收器具有电容电极。由于发射器和接收器的电容电极之间的电场耦合而发生功率传输。类似于谐振磁系统，存在谐振电系统，在该系统中，使用至少一个电感器使发射器和接收器的电容电极谐振。在谐振电系统中，发射器是自谐振的，接收器也是自谐振的。谐振电系统与电感应系统相比具有增加的功率传输范围，并且对准问题被校正。虽然电磁能量是在电感应和谐振电系统中产生的，但是大部分功率传输是经由电场进行的。经由磁感应或谐振磁感应传输的功率如果有的话是很少的。
8.电磁感应系统的应用，通常称为感应功率传输(inductive power transfer，ipt)系统，可在数十mhz频率范围内操作。在数十mhz的频率范围内，这些系统的发射器中使用的直流(dc)到交流(ac)逆变器的拓扑通常基于e类或ef2类逆变器配置。虽然这些配置是功率高效的且构造简单，但最佳开关操作可能仅对固定负载维持。因此，这种配置高度依赖于固定负载。因此，使用e类或ef2类逆变器的ipt系统通常仅在固定的线圈间距和窄的负载范围内高效操作。
9.如r.e.zulinski和k.j.grady于1990年8月在ieee trans.circuits syst.i,reg.papers，第37卷，第8期，第1010-1018页发表的“load-independentclass e power inverters:part i.theoretical development”以及l.roslaniec、a.s.jurkov、a.al bastami和d.j.perreault于2015年6月在ieee trans.power electron.，第30卷，第6期，第3200-3214页发表的“design of single-switch inverters for variable resistance/load modulation operation”中描述的，e类和ef2类逆变器可以被设计为当与有限dc电感器而不是扼流圈(choke)一起使用时，它们实现零电压开关(zvs)并在负载电阻变化时产生恒定的输出电压，这些文章的相关部分通过引用结合于此。
10.这种设计可以将e类或ef2类逆变器高效操作的负载范围从无限负载电阻(开路)扩展至某个最小负载电阻。虽然这些设计可以应用于若干应用，诸如高频dc/dc转换器，但是它们通常不能高效地用于线圈/电极之间的距离发生变化的ipt系统中。在ipt系统中，负载范围从线圈/电极彼此完全分离时的零电阻(短路)到线圈/电极彼此最接近时的某个最大负载电阻。
11.如前所述，ipt系统可以在数十mhz的频率范围内操作。通过利用诸如gan和sic的宽带隙器件(wide-bandgap device)，可以实现数十mhz的频率范围内进行开关。如s.aldhaher、d.c.yates和p.d.mitcheson于2018年10月在ieee trans.power electron.，第33卷，第10期，第8270-8287页发表的“load-independent class e/ef inverters and rectifiers for mhz-switching applications”以及j.choi、d.tsukiyama、y.tsuruda和j.m.r.davila于2018年3月在ieee trans.power electron.，第33卷，第3期，第1890-1896页发表的“high-frequency,high-power resonant inverter with egan fet for wireless power transfer”中描述的，谐振转换器和软开关拓扑(诸如e类和ef类)的最新发展允许真正开发宽带隙器件，并给予设计者用于实现高性能/功率密度转换器的拓扑和电路配置，这些文章的相关部分通过引用结合于此。
12.在数十mhz频率处操作的无线功率传输增加了最大空气间隙距离(air gap distance)，提高了线圈未对准的容限，并且因此，允许接收器放置在充电区域的任何位置，无需精确对准。这种无线功率传输还允许使用高q的单匝空心线圈，这种线圈重量轻、紧凑并且可以在低成本fr4 pcb上实施。s.aldhaher、p.d.mitcheson、j.m.arteaga、g.kkelis和d.c.yates于2017年3月在第11届欧洲会议，天线传播，第336-340页发表的“light-weight wireless power transfer for mid-air charging of drones”中描述了通过无线地给微型无人机供电来演示这些功能，这篇文章的相关部分通过引用结合于此。
13.尽管无线功率传输技术是已知的，但仍需要改进。因此，目的是提供一种新颖的无线功率传输系统及其发射器和接收器以及无线地传输功率的方法。


技术实现要素：

14.应当理解的是，提供本发明内容是为了以简化形式介绍一些概念，这些概念将在下文的具体实施方式中进一步描述。本发明内容不旨在用于限制所要求保护的主题的范围。
15.因此，一方面，提供了一种负载无关逆变器，该负载无关逆变器包括开关模式零电压开关(zvs)放大器，该开关模式零电压开关放大器包括：一对电路，其包括：并联布置的至
少晶体管和至少电容器；以及与该晶体管和电容器串联布置的至少电感器；仅一个zvs电感器连接到该一对电路；以及连接到zvs电感器并与至少电感器和至少电阻器串联布置的至少一对电容器。
16.在一个或多个实施例中，负载无关逆变器包括连接到zvs电感器的至少两个电容器。在一个或多个实施例中，至少两个电容器与至少一个电感器和电阻器串联布置。
17.在一个或多个实施例中，相对开关模式zvs放大器的特性阻抗进行归一化的负载电阻的最小值在0.585和0.975之间。
18.在一个或多个实施例中，负载无关逆变器的q值在0.739和1.231之间。
19.在一个或多个实施例中，相对负载无关逆变器的特性阻抗进行归一化的残余电抗(residual reactance)在0.194和0.323之间。
20.在一个或多个实施例中，负载无关逆变器的电压增益值在2.349和3.915之间。
21.在一个或多个实施例中，负载无关逆变器的归一化输出功率在4.700和7.834之间。
22.在一个或多个实施例中，负载无关逆变器具有恒定电压输出。在一个或多个实施例中，负载无关逆变器具有从5.625欧姆到无限或开路负载的负载范围。在一个或多个实施例中，负载无关逆变器还包括阻抗逆变器电路，该阻抗逆变器电路被配置为将负载无关逆变器从恒定电压输出转换为恒定电流输出。
23.在一个或多个实施例中，负载无关逆变器具有恒定电流输出。在一个或多个实施例中，负载无关逆变器具有0欧姆或短路负载到9.375欧姆的负载范围。
24.在一个或多个实施例中，负载无关逆变器被配置为检测金属物体。在一个或多个实施例中，该负载无关逆变器还包括：峰值检测电路，其被配置为测量负载无关逆变器的晶体管两端的电压峰值；以及比较器，其被配置为将电压峰值与阈值电压进行比较，并且如果电压峰值超过阈值电压，则输出检测信号。在一个或多个实施例中，负载无关逆变器还包括：分压器，其被配置为在由峰值检测电路测量之前转换电压峰值。
25.在一个或多个实施例中，开关模式zvs放大器是射频(rf)放大器。
26.在一个或多个实施例中，负载无关逆变器是e类逆变器。
27.在一个或多个实施例中，负载无关逆变器是直流(dc)到交流(ac)逆变器。
28.根据另一方面，提供了一种发射器，该发射器包括：负载无关逆变器，该负载无关逆变器包括开关模式零电压开关(zvs)放大器；以及连接到负载无关逆变器的发射器线圈或电极，发射器线圈或电极被配置为经由磁场或电场耦合向接收器传输功率。
29.在一个或多个实施例中，发射器是非谐振或非自谐振的。
30.在一个或多个实施例中，发射器线圈被配置为经由磁场耦合传输功率。
31.在一个或多个实施例中，发射器电极被配置为经由电场耦合传输功率。
32.在一个或多个实施例中，发射器还包括电源。
33.在一个或多个实施例中，发射器还包括功率转换器，该功率转换器被配置为在逆变器接收之前转换来自电源的功率信号。
34.根据另一方面，提供了一种无线功率传输系统，该无线功率传输系统包括：发射器，该发射器包括：负载无关逆变器，该负载无关逆变器包括开关模式零电压开关(zvs)放大器；以及连接到负载无关逆变器的发射器线圈或电极，发射器线圈或电极被配置为经由
磁场或电场耦合向接收器传输功率；并且接收器包括：接收器线圈或电极，该接收器线圈或电极被配置为经由磁场或电场耦合从接收器提取功率。
35.在一个或多个实施例中，发射器是非谐振或非自谐振的，接收器是谐振的。在一个或多个实施例中，接收器在发射器的操作频率处谐振。
36.在一个或多个实施例中，发射器线圈被配置为经由磁场耦合传输功率，接收器线圈被配置为经由磁场耦合提取功率。
37.在一个或多个实施例中，发射器电极被配置为经由电场耦合传输功率，接收器电极被配置为经由电场耦合提取功率。
38.在一个或多个实施例中，接收器还包括连接到接收器线圈或电极的整流器。
39.在一个或多个实施例中，接收器还包括连接到接收器线圈或电极的负载。
附图说明
40.现将参照附图对实施例进行更全面的描述，其中：
41.图1是无线功率传输系统的框图；
42.图2a是谐振磁无线功率传输系统的框图；
43.图2b是谐振电无线功率传输系统的框图；
44.图3是根据本公开的一个方面的高频磁无线功率传输系统的框图；
45.图4a是图3的高频磁无线功率传输系统的感应链路的局部示意性布局；
46.图4b是图3的高频磁无线功率传输系统的发射器所看到的等效电路的局部示意性布局；
47.图5是图3的高频磁无线功率传输系统的dc/ac逆变器的示意性布局；
48.图6是图5的dc/ac逆变器的等效电路；
49.图7是图6的等效电路的一系列模拟曲线图；
50.图8是图5的dc/ac逆变器的另一实施例的示意性布局；
51.图9是图5的dc/ac逆变器的另一实施例的示意性布局；
52.图10是图5的dc/ac逆变器的另一实施例的示意性布局；
53.图11是图5的dc/ac逆变器的另一实施例的框图；
54.图12是图5的dc/ac逆变器的另一实施例的框图；以及
55.图13是当金属物体存在和不存在时，图12的dc/ac逆变器的晶体管处的电压曲线图。
具体实施方式
56.当结合附图阅读时，将更好地理解前述发明内容以及特定示例的以下详细描述。如本文所使用的，以单数形式引入并且前面有单词“一”或“一个”的元件或特征应该被理解为不一定排除多个元件或特征。此外，对“一个示例”或“一个实施例”的引用不旨在被解释为排除也结合了所描述的元素或特征的附加示例或实施例的存在。此外，除非明确指出相反的情况，否则“包含”或“具有”或“包括”一个元素或特征或者多个具有特定属性的元素或特征的示例或实施例可以包括不具有该属性的附加元素或特征。同样，应该理解的是，术语“包含”、“具有”、“包括”意味着“包括但不限于”，并且术语“包含”、“具有”和“包括”具有等
同的含义。还应当理解的是，在整个说明书和附图中，相同的附图标记将用于指代相同的元件。
57.如本文所使用的，术语“适于”和“配置”是指元件、组件或其他主题设计和/或旨在执行给定功能。因此，术语“适于”和“配置”的使用不应被解释为意味着给定的元件、组件或其他主题简单地“能够”执行给定的功能，而是该元件、组件和/或其他主题是为了执行该功能而特别选择、创建、实施、利用和/或设计的。被描述为适于执行特定功能的元件、组件和/或其他主题也在本技术的范围内，可以附加地或替代地被描述为配置为执行该功能，反之亦然。类似地，被描述为被配置为执行特定功能的主题可以附加地或替代地被描述为可操作来执行该功能。
58.应理解，当元件被称为“位于”、“附着于”、“连接于”、“耦合于”、“接触”等时，另一个元件，它可以直接位于、附着、连接、耦合或接触另一个元件，或者也可以存在中间元件。
59.应当理解的是，除非另有说明，否则“示例性”一词的使用是指“通过示例”或“一个示例”，而不是指优选或最佳设计或实施方式。
60.除非另有定义，否则本文使用的所有技术和科学术语的含义与本主题公开的内容所属领域的技术人员通常理解的含义相同。
61.出于主题公开的目的，开关频率，ws，定义为开关打开和关闭的频率。开关频率可以由外部信号源提供，例如函数发生器，或者使用振荡器产生。基于开关频率的开关信号是无线功率传输系统的主“时钟”。因此，相关元件的所有其他电压和电流信号的基频分量将等于开关频率。
62.出于主题公开的目的，谐振频率wo被定义为电路网络具有零电抗阻抗的频率。串联lcr电路的谐振频率由等式1给出：
[0063][0064]
其中l是电感，c是电容。
[0065]
并联rlc电路的谐振频率由等式2给出：
[0066][0067]
其中r是负载。开关频率不一定等于谐振频率。通过在高于、低于或等于谐振频率的开关频率处操作逆变器，可以获得不同的操作模式。
[0068]
出于主题公开的目的，当晶体管两端的电压是零时，zvs将晶体管从关断状态切换到导通状态。因此，在从关断状态到导通状态的转换过程中没有能量损耗。实际上，由于转换时间段的时间有限，会有一些能量损耗。然而，能量损耗大大低于非zvs电路。zvs允许功率逆变器的高效操作，尤其是在mhz频率范围内。zvs是通过使用诸如具有特定值的电容器和电感器的无源组件的组合来实现的。
[0069]
出于主题公开的目的，逆变器谐振网络的特性阻抗(zo)由等式3给出：
[0070][0071]
其中w是频率，l是逆变器谐振网络的电感，c是该谐振网络的电容。
[0072]
现在转向图1，示出了通常由附图标记100标识的无线功率传输系统。无线功率传
输系统100包括发射器110和接收器120，发射器110包含电连接到发射元件114的电源112，接收器120包含电连接到负载122的接收元件124。功率从电源112传输到发射元件114。然后，功率经由谐振或非谐振电场或磁场耦合从发射元件114传输到接收元件124。然后，功率从接收元件124传输到负载122。
[0073]
现在转向图2a，示出了ipt系统。在该实施例中，ipt系统是通常由附图标记200标识的谐振磁无线功率传输系统。谐振磁无线功率传输系统200包括发射器210，发射器210包括电连接到发射谐振器214的电源212。发射谐振器214包括经由电容器218电连接到电源212的发射谐振器线圈216。磁谐振无线功率传输系统200还包括接收器220，接收器220包括电连接到负载222的接收谐振器224。接收谐振器224被调谐到发射谐振器214的谐振频率。接收谐振器224包括接收谐振器线圈226，其经由电容器228电连接到负载222。
[0074]
在谐振磁无线功率传输系统200的操作期间，功率经由电容器218从电源212传输到发射谐振器线圈216。具体地，经由电容器218发射到发射谐振器线圈216的来自电源212的功率信号激励发射谐振器214，使得发射谐振器214产生磁场。当调谐到与发射器210相同谐振频率的接收器220被放置在磁场内时，接收谐振器224经由谐振磁场耦合从发射谐振器214提取功率。然后，所提取的功率从接收谐振器224传输到负载222。因为功率传输是高度谐振的，所以发射谐振器216和接收谐振器线圈226分别不需要像非谐振磁系统的情况那样靠得很近或者对准得很好。虽然发射谐振器214可以产生电场，但是经由电场耦合发射的功率如果有的话是很少的。
[0075]
现在转向图2b，示出了另一ipt系统。在该实施例中，ipt系统是通常由附图标记250标识的谐振电无线功率传输系统。谐振电无线功率传输系统250包括发射器260，发射器260包含电连接到发射谐振器264的电源262。发射谐振器264包括发射谐振器电极266，其经由一个或多个电感器268电连接到电源262。谐振电无线功率传输系统250还包括接收器270，接收器270包括电连接到负载272的接收谐振器274。接收谐振器274被调谐到发射谐振器264的谐振频率。接收谐振器274包括接收谐振器电极276，其经由一个或多个电感器278电连接到负载272。
[0076]
在谐振电无线功率传输系统250的操作期间，功率经由电感器268从电源262传输到发射谐振器电极266。具体地，经由电感器268发射到发射谐振器电极266的来自电源262的功率信号激励发射谐振器264，使得发射谐振器264产生电场。当调谐到与发射器260相同谐振频率的接收器270被放置在电场内时，接收谐振器274经由谐振电场耦合从发射谐振器264提取功率。然后，所提取的功率从接收谐振器274传输到负载272。因为功率传输是高度谐振的，所以发射谐振器266和接收谐振器电极276分别不需要像非谐振电系统的情况那样靠得很近或者对准得很好。虽然发射谐振器264可以产生磁场，但是经由磁场耦合发射的功率如果有的话是很少的。
[0077]
现在转向图3，示出了根据本主题公开的一个方面且通常由附图标记300标识的高频无线功率传输系统。高频无线功率传输系统300包括发射器302和接收器304。如将要描述的，高频无线功率系统300通过将功率从非谐振或非自谐振的发射器302传输到以发射器302的操作频率谐振的接收器304来操作。
[0078]
发射器302被配置为经由如下所述的高频磁感应耦合无线地发射功率。虽然也可能产生电场，但是经由电场耦合传输的功率如果有的话是很少的。
[0079]
发射器302包括电源306、发射器dc/dc转换器308、dc/ac逆变器310和发射器线圈312。电源306电连接到发射器dc/dc转换器308。电源306被配置为产生dc功率信号。电源306被配置为向发射器dc/dc转换器308输出dc功率信号。在该实施例中，dc功率信号在24v和48v之间。发射器dc/dc转换器308电连接到电源306。发射器dc/dc转换器308电连接到dc/ac逆变器310。发射器dc/dc转换器308将电源306连接到dc/ac逆变器310。发射器dc/dc转换器308被配置为将来自电源306的dc功率信号转换成用于发射到dc/ac逆变器310的电压电平。
[0080]
dc/ac逆变器310与发射器dc/dc转换器308电连接。dc/ac逆变器310电连接到发射器线圈312。dc/ac逆变器310被配置为将来自发射器dc/dc转换器308的dc功率信号转换成正弦射频(rf)功率信号。正弦rf功率信号从dc/ac转换器310输出到发射器线圈312。
[0081]
虽然发射器302已被描述为包括发射器dc/dc转换器308，但本领域技术人员将理解的是，其他配置也是可能的。在另一实施例中，发射器302不包括发射器dc/dc转换器308。在该实施例中，电源306电连接到dc/ac逆变器310。电源306配置为产生dc/ac逆变器310可接受的dc功率信号。
[0082]
接收器304被配置为经由如下描述的高频磁感应耦合从发射器302提取功率。虽然也可能产生电场，但是经由电场耦合提取的功率如果有的话是很少的。
[0083]
接收器304包括接收器线圈314、ac/dc整流器316、接收器dc/dc转换器318和负载320。接收器线圈314电连接到ac/dc整流器316。接收器线圈314被配置为使用高频磁耦合经由发射器线圈312从发射器302接收功率。在该实施例中，接收器线圈314具有与发射器线圈312相同的尺寸和匝数。
[0084]
ac/dc整流器316电连接到接收器线圈314。ac/dc整流器316电连接到接收器dc/dc转换器318。ac/dc整流器316被配置为将来自接收器线圈314的正弦rf功率信号转换成dc功率信号。ac/dc整流器316被配置为向接收器dc/dc转换器318输出dc功率信号。
[0085]
接收器dc/dc转换器318电连接到ac/dc整流器316。接收器dc/dc转换器318电连接到负载320。dc功率信号从ac/dc整流器316输出到接收器dc/dc转换器318。接收器dc/dc转换器318将ac/dc整流器316通过接口连接到负载320。接收器dc/dc转换器318被配置为转换接收到的dc功率信号。转换后的dc功率信号从接收器dc/dc转换器318输出到负载320。负载320电连接到接收器dc/dc转换器318。负载320可以是固定负载或可变负载。
[0086]
虽然接收器304被描述为包括接收器dc/dc转换器318，但本领域技术人员将理解的是，其他配置也是可能的。在另一实施例中，接收器304不包括接收器dc/dc转换器318。在该实施例中，ac/dc整流器316电连接到负载320。ac/dc整流器316被配置为产生负载320可接受的dc功率信号。
[0087]
发射器302在给定频率处操作。在该实施例中，发射器302的操作频率是13.56mhz。此外，在该实施例中，发射器线圈312和接收器线圈314各自具有23.4厘米
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26.2厘米的尺寸。线圈312和314各自由fr4印刷电路板(pcb)上的两圈宽度为14mm的铜迹线组成。线圈312和314具有大约1.50uh的电感。发射器线圈312所看到的反射负载从没有负载320时的0欧姆变化到满负载320时的7欧姆。负载320所需的最大功率是30w。
[0088]
接收器304在给定频率处操作。在该实施例中，接收器304的操作频率是发射器302的操作频率。在该实施例中，接收器304的操作频率是13.56mhz。
[0089]
如前所述，dc/ac逆变器310被配置为将来自发射器dc/dc转换器308的dc功率信号
转换为正弦rf功率信号。正弦rf功率信号从dc/ac转换器310输出到发射器线圈312。
[0090]
具体而言，dc/ac逆变器310用正弦交流电(ac)驱动发射器线圈312。发射器线圈312被配置为产生感应(磁)场，并经由高频感应(磁)场耦合来传输功率。dc/ac逆变器310获取dc输入电压并将所获取的dc输入电压转换成高频ac电流以驱动发射器线圈312。
[0091]
dc/ac逆变器310受负载条件变化、系统300几何形状变化和外部距离(即，环境影响)，例如系统300附近存在金属物体的影响。因此，希望dc/ac逆变器310对这些变化具有鲁棒性和耐受性，并且希望dc/ac逆变器310在mhz频率处工作。
[0092]
如前所述，e类和ef2类逆变器可设计为，当与有限dc电感器而非扼流圈(choke)一起使用时，可以实现zvs并在负载电阻变化时产生恒定的输出电压。这种设计可以将e类或ef2类逆变器可以高效操作的负载范围从无限负载电阻(开路)扩展到某个最小负载电阻。虽然这些设计可应用于若干应用，诸如高频dc/dc转换器，但由于线圈312和314之间的距离改变，且由于负载范围从线圈312和134彼此完全分离时的零电阻(短路)到线圈312和314彼此最接近时的某一最大负载电阻，因此它们通常不能高效地用于高频无线功率传输系统300中。
[0093]
此外，在数十mhz处工作的ipt系统的一些应用中，dc/ac逆变器310的拓扑基于e类或e2类配置，如s.aldhaher、d.c.yates和p.d.mitcheson于2018年10月在ieee trans.，功率电子，第33卷，第10期，第8270-8287页发表的“load-independent class e/ef inverters and rectifiers for mhz-switching applications”中以及m.pinuela、d.c.yates、s.lucyszyn和p.d.mitcheson于2013年5月在ieee trans.，功率电子，第28卷，第5期，第2437-2447页发表的“maximizing dc-to-load efficiency for inductive power transfer”中描述的，这些文章的相关部分通过引用并入本文。虽然这些配置功率高效且构造简单，但它们仅对固定负载维持它们的最佳开关操作，并且因此高度依赖于负载值。
[0094]
因此，这限制了具有e类或ef2类dc/ac逆变器的ipt系统仅在固定线圈间距和窄负载范围处高效操作。
[0095]
为了克服之前讨论的当使用基于e类或ef2类配置的逆变器时的挑战，并允许发射器线圈312和接收器线圈314之间的可变距离，dc/ac逆变器310与负载无关。与负载无关的dc/ac逆变器310允许e类和ef类逆变器通过实现与负载电阻值无关的zvs而维持高效操作。此外，与典型的e类和ef2类不同，与负载无关的e类和ef类逆变器可以传递更适合ipt应用的不随负载变化的恒定的输出ac电压或电流。
[0096]
在考虑dc/ac逆变器310的设计时，讨论线圈312和314之间的耦合和/或感应链路的效率是有益的。如前所述，高频无线功率传输系统300包括发射器302和接收器304。发射器302包括发射器线圈312以及其他元件，接收器304包括接收器线圈314以及其他元件。
[0097]
线圈312和314彼此隔开一定的间隙。发射器线圈312由某一固定频率(发射器302的操作频率)的正弦ac驱动。耦合到接收器线圈314的交变磁场被产生，并在接收器线圈314的端子两端感应出与发射器线圈312中的电流频率相同的正弦电压。在接收器线圈314的端子两端的任何负载，诸如负载320，将导致电流流入负载。耦合系数k表示两个线圈312和314之间的耦合量，如等式4中所定义的：
[0098][0099]
其中l
p
是发射器线圈312的电感，ls是接收器线圈314的电感，m是线圈312和314之间的互感。
[0100]
现在转向图4a，示出了高频磁无线功率传输系统300的感应链路的部分示意性布局。图4a包括两个耦合线圈312和314的电路表示。具有电阻r
l
的电阻器402表示ac负载电阻。具有电容cs的电容器404与接收器线圈314串联连接，以便在操作频率处使接收器线圈314谐振。发射器线圈312所看到的反射阻抗z
ref
由等式5给出：
[0101][0102]
其中m是线圈312和314之间的互感，w是操作频率，jx
ls
是操作频率处接收器线圈314的阻抗，jx
cs
是操作频率处串联电容器404的阻抗。
[0103]
反射阻抗是发射器302所看到多少实际负载的量度。它是线圈312和314之间的互感的函数，受线圈312和314之间距离的影响。线圈312和314彼此越靠近，互感越高，反射阻抗越高。线圈312和314彼此相距越远，互感越低，反射阻抗越低。
[0104]
如等式5所示，反射阻抗与负载电阻和接收器线圈314的阻抗大小成反比。最大化反射阻抗允许以更低的电流向负载320传递功率。此外，dc/ac逆变器310可以在更低的电流处操作，因此具有更低的传导和欧姆损耗以及高效率。
[0105]
等式5的反射阻抗可以通过消除接收器线圈314的电抗项x
ls
来最大化。电抗项反映了发射器302的电阻负载。这可以在操作频率处通过将电抗项设置为等于1/(w2ls)来实现。有了这个电容值，等式5就变成了等式6：
[0106][0107]
现在转向图4b，示出了高频磁无线功率传输系统300的发射器302所看到的等效电路的部分示意性布局。图4b示出了发射器线圈312在接收器线圈314调谐到谐振(即jx
ls
＝jx
cs
)时的等效电路。该电路包括具有电感l
p
的电感器406和具有电阻r
ref
的电阻器408。如等式6所示，当使用串联谐振时，不管负载电阻值如何，反射阻抗都保持电阻性。这不同于k.v.schuylenbergh和r.puers在springer出版公司2009年第1版发表的“inductive powering:basic theory and application to biomedical systems”中描述的并联调谐接收器线圈314或次级线圈的情况，这篇文章的相关部分通过引用结合于此。
[0108]
反射阻抗保持电阻性，确保dc/ac逆变器310不会偏离最佳操作条件。然而，串联谐振会限制最大操作频率，因为在操作期间接收器线圈314的寄生电容没有被吸收到谐振的电容器cs中。
[0109]
如前所述，虽然接收器线圈314可以在谐振或接近谐振时操作，但发射器线圈312不在谐振时操作(即，发射器线圈312非自谐振的)。这与发射器线圈312在谐振处操作的许多ipt系统形成对比。
[0110]
根据上述等式，可以确定高频无线功率传输系统300的链路效率。高频无线功率传输系统300的链路效率被定义为传递到ac次级负载(负载320)的功率除以输入到发射器线圈312的功率。在接收器线圈314在谐振处操作并且具有对于最大效率的最佳负载的情况
下，链路效率(η)由等式7给出：
[0111][0112]
其中q
lp
和q
ls
分别是发射器线圈312和接收器线圈314的无负载的品质因数。
[0113]
现在转向图5，示出了高频磁无线功率传输系统300的dc/ac逆变器310的示意图。dc/ac逆变器310被配置为不管负载如何都产生具有恒定幅值的ac输出电压，同时保持zvs。
[0114]
如前所述，dc/ac逆变器310与负载无关。在该实施例中，dc/ac逆变器310是推挽式(push-pull)逆变器。在该实施例中，dc/ac逆变器310是e类逆变器。dc/ac逆变器310具有电压模式输出。电压模式输出表示dc/ac逆变器310具有恒定的电压输出。
[0115]
dc/ac逆变器310包括如下描述的开关模式zvs放大器。放大器是射频(rf)放大器。
[0116]
如图5所示，开关模式zvs放大器包括分别具有电感l1和l2的串联电感器502和518，其接收输入电压v
in
。每个电感器502、518分别串联到晶体管512和晶体管520(q1和q1)(或开关)以及电容器514和电容器522的组合。电容器514和电容器522分别具有电容c1和c2。具体地，晶体管512和电容器514并联布置，并且连接到电感器502。晶体管520和电容器522并联布置，并且连接到电感器518。晶体管512和电容器514对、晶体管520和电容器522对都接地。具有电感l
zvs
的电感器516并联连接在电感器502和518之间。具有电感l
resa
的电感器532、具有电容c
3a
的电容器504、具有电感l3的电感器506、具有电阻r
l
的电阻器508、具有电容c
3b
的电容器510和具有电感l
resb
的电感器534串联布置并且并联连接到电感器516。电感器506表示发射器线圈312的电感，电阻器508表示接收器线圈314的反射负载。电感器532、534表示接收器线圈314的残余电感。
[0117]
s.aldhaher于2014年在克兰菲尔德大学发表的博士论文“design and optimization of switched-mode circuits for inductive links”中描述的状态空间建模方法用于推导dc/ac逆变器310的设计等式，该论文的相关部分通过引用并入本文。
[0118]
图5所示的dc/ac逆变器310的等效电路根据状态空间建模方法生产。现在转向图6，示出了dc/ac逆变器310的等效电路。如图6所示，具有电压v
in
的两个电压源602和622将信号馈送到两个电感器604和624，电感器604和电感器624在等效电路的任一侧具有电感l1。具体地，一个电压源602馈送到一个电感器604，另一电压源622馈送到另一电感器624。电压源602和电感器604对、电压源622和电感器624对中的每一个分别以并联布置连接到具有电阻r1或r2的电阻器606或626。电压源602和电感器604对、电压源622和电感器624对中的每一个还以并联布置连接到电容器608、628。每个电容器具有电容c1。具体地，电压源602和电感器604对连接到电阻器606和电容器608。另一电压源622和电感器624对连接到电阻器626和电容器628。电感器604和624串联连接到具有电感l
zvs
的电感器610和具有电阻r
lzvs
的电阻器612。电感器610和电阻器612并联连接到具有电容c3的电容器614、具有电感l3的电感器616和具有电阻r
l
的电阻器618。电容器614、电感器616和电阻器618形成输出网络。电容器614的电容c3等于电容器504和510的电容之和(c
3a
和c
3b
)。图5的晶体管512和520已经被分别具有电阻r1和r2的电阻器606和626代替。
[0119]
针对负载值r
l
＝6.25欧姆、12.5欧姆、25欧姆和100欧姆模拟了图6的等效电路。这些模拟的结果如图7的曲线图所示。如图7所示，当负载值r
l
等于6.25欧姆时，晶体管/开关512的电压与输入电压v
in
的比值最大。类似地，当负载值r
l
等于6.25欧姆时，晶体管/开关
520的电压与输入电压v
in
的比值最大。
[0120]
此外，如图7所示，dc/ac逆变器310在从开路负载条件到最小负载电阻的不同负载条件下保持zvs。不管负载值如何，负载两端的输出ac电压的幅值和相位保持恒定。虽然各种波形的形状可能改变，但是zvs通常维持恒定，并且输出电压的幅度和相位通常是恒定的。此外，当负载电阻降低时，晶体管512和520中的电流在关断时具有负斜率。关断时的负斜率可以使晶体管512和520的关断时间最小化，并且可以消除寄生电感的影响。
[0121]
如前所述，状态空间建模方法用于推导图6等效电路的设计等式。所讨论的设计等式可用于构建ac/dc逆变器310，以满足一组特定的要求，诸如负载阻抗、谐振器阻抗、操作频率和输入dc电压。以下设计等式被推导：q值、剩余电抗x
res
、电压增益、负载电阻r
l
和输出功率p
out
。
[0122]
将dc/ac逆变器310的谐振频率设置为操作频率的q值由等式8给出：
[0123][0124]
q值对于每个逆变器类别和拓扑都是唯一的。对于13.56mhz的操作频率和高频无线功率传输系统300的最佳性能，q值约为0.985。这是预期的，因为发射器302是非谐振的(或者非自谐振的)，所以q值不应该等于1。
[0125]
本领域技术人员应理解的是，q值可能不精确等于0.985，高频无线功率传输系统300仍可以工作；但是，负载范围会减小，性能会受到负面影响。在一些实施例中，q值可以变化多达0.985的正负25％(例如，大约0.739到1.231)，同时仍然提供可接受的性能。
[0126]
由电容器614、电感器616和电阻器618组成的输出网络，电容器614的电容c3等于电容器504与电容器510的电容之和(c3＝c
3a
c
3b
)，未调谐至发射器302的谐振频率。因此，在等式9给出的操作频率处，输出网络将具有剩余电抗x
res
：
[0127][0128]
类似于q值，x
res
的值对于逆变器类别和拓扑是唯一的。对于ac/dc逆变器310，相对逆变器310的特性阻抗进行归一化的x
res
的比值由等式10给出：
[0129][0130]
这是预期的，因为发射器302是非谐振的(或非自谐振的)，所以x
res
值不应等于零(0)。虽然没有描述，但是本领域技术人员将会理解的是，如图5中的电感器532、534所示，也可能存在残余电感。
[0131]
本领域技术人员将理解的是，x
res
值可能不精确等于0.258，且高频无线功率传输系统300仍起作用；但是，性能会受到负面影响。在一些实施例中，x
res
值可以变化多达0.258的正负25％(例如，大约0.194到0.323)，同时仍然提供可接受的性能。
[0132]
ac/dc逆变器310的特性阻抗由等式11给出：
[0133][0134]
电压增益是负载r
l
两端的ac电压的幅度与输入dc电压v
in
的比值。对于该ac/dc逆
变器310，电压增益由等式12给出：
[0135][0136]
对于13.56mhz的操作频率和高频无线功率传输系统300的最佳性能，电压增益约为3.132。
[0137]
本领域技术人员应理解的是，电压增益值可能不精确等于3.132，高频无线功率传输系统300仍可起作用；但是，性能会受到负面影响。在一些实施例中，电压增益值可以变化多达3.132的正负25％(例如，大约2.349到3.915)，同时仍然提供可接受的性能。
[0138]
如前所述，dc/ac逆变器310具有电压模式输出，即，恒定电压输出。当负载电阻r
l
在{r
lmin
，∞}的范围内时，dc/ac逆变器310可以高效操作。如果负载电阻r
l
降低到低于r
lmin
，dc/ac逆变器310将不再高效操作，即zvs操作将丢失，并且dc/ac逆变器310的输出电压将变化。
[0139]
这是因为晶体管两端的电压将摆动至零伏以下，这实际上意味着晶体管q1和q2的体二极管(body diode)将导通，从而中断dc/ac逆变器310的操作。最小负载电阻r
lmin
对应于dc/ac逆变器(在电压模式下工作时)能够传递最大功率的负载。这里，相对特性阻抗z0进行归一化的r
lmin
值由等式13给出：
[0140][0141]
本领域技术人员将理解的是，对r
lmin
值进行归一化可能不完全等于0.780，高频无线功率传输系统300仍可起作用；但是，性能会受到负面影响。在一些实施例中，对r
lmin
的值进行归一化可以变化多达0.780的正负25％(例如，在0.585和0.975之间)，同时仍然提供可接受的性能。
[0142]
结合等式12和13，可以确定特定输入dc电压下最小负载电阻处的dc/ac逆变器310的输出功率p
out
。对输出功率p
out
进行归一化由等式14给出：
[0143][0144]
本领域技术人员将理解的是，对输出功率p
out
进行归一化可能不精确等于6.267，高频无线功率传输系统300仍可起作用；但是，性能会受到负面影响。在一些实施例中，对输出功率p
out
进行归一化可以变化多达6.267的正负25％(例如，大约4.700到7.834)，同时仍然提供可接受的性能。
[0145]
根据推导出的设计等式实施dc/ac逆变器310，可产生比其他配置更高效、更稳健的dc/ac逆变器310。特别地，表1列出了dc/ac逆变器310和其他配置之间的差异。
[0146]
表1
[0147]
[0148][0149]
表1
[0150]
在工作中，dc/ac逆变器310产生不随负载变化的恒定ac电压或电流。如前所述，在该实施例中，dc/ac逆变器310具有电压模式输出，因此产生恒定的ac电压。
[0151]
当发射器线圈312和接收器线圈314之间没有耦合时，或当接收器304无负载时，dc/ac逆变器310的反射电阻为零(0)。然而，在操作中，由于线圈312和314之间存在耦合，所以存在反射电阻。具体地，随着线圈312和314之间的耦合增加，反射电阻增加。电流感测和反馈系统可以用于调节dc/ac逆变器310的输出电流。
[0152]
如下所述，作为电流感应和反馈系统的替代方案，电压模式输出(恒定电压输出)可以转换为电流模式输出(恒定电流输出)，以消除反射电阻。
[0153]
尽管已经描述了特定的dc/ac逆变器310，但本领域技术人员应该理解的是，其他配置也是可能的。现在转向图8，示出了通常由附图标记800标识的dc/ac逆变器的另一实施例的示意性布局。在该实施例中，dc/ac逆变器800包括负载无关电路802和阻抗逆变器电路804。dc/ac逆变器800是电流模式输出(恒定输出电流)。
[0154]
负载无关电路802被配置为将输入dc信号转换为输出ac信号。负载无关电路802是电压模式输出(恒定输出电压)。负载无关电路802包括分别具有电感l1和l2的电感器810、830，它们接收具有电压v
in
的输入电压。每个电感器810、830分别串联连接到晶体管812、832(q1和q2)与分别具有电容c1、c2的电容器814、834的组合。具体地，晶体管812和电容器814并联布置，并且连接到电感器810。晶体管832和电容器834并联布置，并且连接到电感器830。晶体管812与电容器814对以及晶体管832与电容器834对都接地。具有电感l
zvs
的电感器840并联连接在电感器810、830之间。
[0155]
阻抗逆变器电路804被配置为将负载无关电路802从电压模式输出(恒定输出电压)转换为电流模式输出(恒定输出电流)。阻抗逆变器电路804包括分别具有电感l
resa
l
3a
、
l
resa
l
3b
和l3的电感器850、852、860；具有电容c3的电容器870；以及具有电阻r
l
的电阻器880。电感器850、852串联连接到电感器840。电感l3等于电感l
3a
与电感l
3b
之和(l3＝l
3a
l
3b
)。电感l
resa
和l
resb
表示残余电感。
[0156]
与图5所示的ac/dc逆变器310相比，电容器870与电感器840并联。电感器860与电阻器880串联连接，并且一起与电容器870并联连接。电感器860中的输出电流由等式15给出：
[0157][0158]
如前所述，电感l3的值由等式16给出。
[0159]
l3＝l
3a
l
3b
ꢀꢀꢀ
(16)
[0160]
电感器860中的电流是恒定的而不管反射负载如何。虽然阻抗逆变器电路804被配置为将负载无关电路802的输出从电压模式输出(恒定输出电压)转换为电流模式输出(恒定输出电流)，但是输出电流的值取决于输入电压和发射器线圈312的电感。在不改变输入电压或发射器线圈312的电感的情况下，输出电流不能改变。
[0161]
虽然已描述了特定的dc/ac逆变器310和800，但本领域技术人员应该理解的是，其他配置也是可能的。现在转向图9，示出了通常由附图标记900标识的dc/ac逆变器的另一实施例的示意性布局。在该实施例中，dc/ac逆变器900包括负载无关电路902和阻抗逆变器电路904。dc/ac逆变器900是电流模式输出(恒定输出电流)。
[0162]
负载无关电路902被配置为将输入dc信号转换为输出ac信号。负载无关电路902是电压模式输出(恒定输出电压)。负载无关电路902包括具有电感l1和l2的电感器910、930，其接收具有电压v
in
的输入电压。每个电感器910、930分别串联连接到晶体管912、932(q1和q2)与电容器914、934的组合。电容器914、934分别具有电容c1和c2。具体地，晶体管912和电容器914并联布置，并且连接到电感器910。晶体管932和电容器934并联布置，并且连接到电感器930。晶体管912与电容器914对、晶体管932与电容器934对都接地。具有电感l
zvs
的电感器940并联连接在电感器910、912之间。
[0163]
阻抗逆变器电路904被配置为将负载无关电路902从电压模式输出(恒定输出电压)转换为电流模式输出(恒定输出电流)。阻抗变换器电路904具有t-网络电路配置。阻抗逆变器电路904包括分别具有电感l
resa

l3a
、l
resa
l
3b
和l3的电感器950、952、976；各自具有电容c
3a
的电容器954、958；各自具有电容c
3b
的电容器956、960；具有电容c4的电容器970；和具有电阻r
l
的电阻器980。电感l3等于电感l
3a
与电感l
3b
之和(l3＝l
3a
l
3b
)。电感l
resa
和l
resb
表示残余电感。每个电感器950、952分别串联连接到电容器954、956。电感器/电容器对950、954和952、956连接到负载无关电路902的电感器940的任一端。电容器970与电感器940并联连接。此外，电容器958、电感器976、电阻器980和电容器960串联连接，并且它们一起并联连接到电容器970。电容c3取决于电容c4，由等式17给出：
[0164][0165]
电感器976中的输出电流由等式18给出：
[0166][0167]
如等式18所示，电感器976中的输出电流取决于电容器970的电容c4和输入电压vin
。
[0168]
如前所述，电感器376的电感l3由等式19给出。
[0169]
l3＝l
3a
l
3b
ꢀꢀ
(19)
[0170]
然而，电容c3由等式20给出：
[0171][0172]
虽然已经描述了特定的dc/ac逆变器310、800和900，但本领域技术人员应该理解的是，其他配置也是可能的。现在转向图10，示出了通常由附图标记700标识的dc/ac逆变器的另一个实施例的示意性布局。在该实施例中，dc/ac逆变器700包括负载无关电路702和阻抗逆变器电路704。dc/ac逆变器700是电流模式输出(恒定输出电流)。
[0173]
负载无关电路702配置为将输入dc信号转换为输出ac信号。负载无关电路702是电压模式输出(恒定输出电压)。负载无关电路702包括具有电感l1和l2的电感器710、730，其接收具有电压v
in
的输入电压。每个电感器710、730分别串联连接到晶体管712、732(q1和q2)与电容器714、734的组合。电容器714、734分别具有电容c1和c2。具体地，晶体管712和电容器714并联布置，并且连接到电感器710。晶体管732和电容器734并联布置，并连接到电感器730。晶体管712和电容器714对以及晶体管732和电容器734对都接地。具有电感l
zvs
的电感器740并联连接在电感器710、712之间。
[0174]
阻抗逆变器电路704被配置为将负载无关电路702从电压模式输出(恒定输出电压)转换为电流模式输出(恒定输出电流)。与阻抗逆变器电路904相反，阻抗变换器电路704具有pi-网络电路配置。阻抗逆变器电路704包括分别具有电感l
resa
l
3a
、l
resa
l
3b
和l3的电感器750、752、770；分别具有电容c
4a
、c
4b
的电容器760、762；和具有电阻r
l
的电阻器780。具有电容c
3a
的电容器764并联连接到电感器750、752。具有电容c
3b
的电容器766并联连接到电容器760、762。电感器770和电阻器780串联连接，并且它们一起并联连接到电容器766。
[0175]
电感l3等于电感l
3a
与电感l
3b
之和(l3＝l
3a
l
3b
)。电感l
resa
和l
resb
表示残余电感。电容c
3a
等于电容c
3b
，并且等于电容c3。电容c3和c4之间的关系由等式21给出：
[0176][0177]
电容c3由等式22给出：
[0178]
c3＝c
3a
＝c
3b
ꢀꢀ
(22)
[0179]
根据电容c
4a
、c
4b
的电容c4由等式23给出：
[0180][0181]
电感l3由等式24给出：
[0182]
l3＝l
3a
l
3b
ꢀꢀ
(24)
[0183]
残余电感l
res
由等式25给出：
[0184][0185]
其中，xres是残余电抗，w为操作频率。
[0186]
电感器770或电阻器780中的输出电流，即发射器线圈312中的电流，因此由等式26给出：
[0187][0188]
dc/ac逆变器700允许独立于输入dc电压和发射器线圈312的电感设置发射器线圈312中的电流。由于发射器线圈312的自电容可以被吸收到电容器766中，所以dc/ac逆变器700适合在更高的mhz频率处工作，例如6:78mhz及以上。
[0189]
如前所述，在操作中，dc/ac逆变器310产生不随负载变化的恒定ac电压或电流。然而，紧邻发射器302的金属物体将使发射器302失谐，并导致损耗增加。发射器线圈312产生的磁场将在金属物体中感应出涡电流(eddy current)，导致功率传输中的损耗。所感应的涡电流的强度与金属物体的表面积、磁场密度和操作频率成正比。
[0190]
由于dc/ac逆变器310与负载无关，dc/ac逆变器310在负载电阻变化时维持zvs。然而，如果负载电抗发生变化，dc/ac逆变器310可能会失去zvs开关。接收器304被调谐到操作频率，使得如果负载320的无线功率传输耦合或dc值变化，则dc/ac逆变器310所看到的负载320的反射负载总是真实的。
[0191]
然而，当在发射器302和接收器304之间或发射器302附近的任何地方引入金属物体时，发射器302所看到的反射负载将不再是真实的，并将包含由于金属物体中感应出的涡电流而产生的电抗分量。因此，dc/ac逆变器310不再实现zvs。此外，dc/ac逆变器310的晶体管512、520(q1和q2)两端的电压波形将是不同的。
[0192]
现在转向图11，示出了通常由附图标记1000标识的dc/ac逆变器的另一实施例。dc/ac逆变器1000被配置为检测金属物体的存在。
[0193]
在该实施例中，dc/ac逆变器1000包括与前述dc/ac逆变器310相同的组件。此外，dc/ac逆变器1000包括峰值检测电路1008、比较器1010和阈值设置器1012。峰值检测电路1008电连接到dc/ac逆变器310。比较器1010电连接到阈值设置器1012和峰值检测电路1008。阈值设置器1012连接到比较器1010。
[0194]
峰值检测电路1008被配置为测量dc/ac逆变器310的晶体管512(q1)两端的电压峰值。
[0195]
阈值设置器1012被配置为设置阈值电压，用于与dc/ac逆变器310的晶体管512(q1)两端的测量电压峰值进行比较。
[0196]
比较器1010被配置为将设置阈值电压与dc/ac逆变器310的晶体管512(q1)两端的测量电压峰值进行比较。如果测量的峰值电压超过阈值电压，则比较器1010被配置为输出检测信号。如果测量的峰值电压没有超过阈值电压，则比较器1010不输出检测信号。
[0197]
虽然已经描述了被配置为检测金属物体的存在的特定dc/ac逆变器1000，但本领域技术人员应该理解的是，其他配置也是可能的。现在转向图12，示出了通常由附图标记1100标识的dc/ac逆变器的另一实施例。
[0198]
在该实施例中，dc/ac逆变器1100包括与前述dc/ac逆变器310相同的组件。此外，dc/ac逆变器1100包括电阻分压器1106、峰值检测电路1108、比较器1110、阈值设置器1112和指示器1114。
[0199]
电阻分压器1106连接到dc/ac逆变器310。电阻分压器1106连接到峰值检测电路1108。峰值检测电路1108连接到电阻分压器1106。峰值检测电路1108连接到压缩器1110。比较器1110连接到阈值设置器1112和峰值检测电路1108。比较器1110连接到指示器1114。阈值设置器1112连接到比较器1110。指示器1114连接到比较器1110。
[0200]
电阻分压器1106被配置为将dc/ac逆变器310的晶体管q1处的电压转换为安全电平。具体地，电阻分压器1106被配置为将dc/ac逆变器310的晶体管512(q1)处的电压降低到安全电平。电阻分压器被配置为对dc/ac逆变器310的晶体管512(q1)处的电压进行分压。
[0201]
峰值检测电路1108被配置为测量电阻分压器1106的分压峰值。峰值检测电路1108将测量的峰值输出到比较器1110。
[0202]
阈值设置器1112被配置为设置阈值电压，用于与分压的测量峰值比较。
[0203]
比较器1110被配置为将设置的阈值电压与分压的测量峰值比较。如果分压的测量峰值超过阈值电压，则比较器1110被配置为向指示器1114输出检测信号。如果分压的测量峰值没有超过阈值电压，则比较器1110不向指示器1114输出检测信号。
[0204]
指示器1114被配置为从比较器1110接收检测信号。指示器1114被配置为在接收到检测信号时触发(trip)或设置故障指示器。以这种方式，金属物体的检测被清楚地指示。
[0205]
现在将讨论ac/dc逆变器1100的操作。图13是在ac/dc逆变器1100的操作期间，当存在和不存在金属物体时，dc/ac逆变器1100的晶体管512(q1)处的电压曲线图。图13还包括由阈值设置器1112设置的阈值。在该实施例中，dc/ac逆变器1100具有6.78mhz的操作频率。如图13所示，当存在金属物体时，峰值电压会增加。此外，当存在金属物体时，在晶体管512(q1)导通之前，电压达到零电压。在晶体管512(q1)导通之前达到零电压的电压可以指示晶体管512(q1)的主体开始导电，这将导致功率损耗增加和效率降低。
[0206]
此外，金属物体存在和不存在时的电压差值与所感应的涡电流的强度成比例。更大的感应的涡电流可以导致晶体管512(q1)的峰值电压进一步增加。增加的峰值电压可能达到晶体管q1的击穿电压，这可能永久损坏dc/ac逆变器310。
[0207]
在操作中，电阻分压器1106接收dc/ac逆变器310的晶体管512(q1)的电压，并将该电压转换到安全电平。峰值检测电路1108测量来自电阻分压器1106的分压的峰值。如图13所示，由金属物体反映的电抗是电容性的，这导致dc/ac逆变器310的晶体管512(q1)两端的电压波形与金属物体不存在时的电压波形相比变得更窄和更高。比较器1110接收来自峰值检测电路1108的分压的测量峰值和来自阈值设置器1112的设置阈值电压。如图13所示，当存在金属物体时，测得的峰值明显高于设置的阈值电压。当测量的峰值明显高于设置的阈值电压时，比较器1110向指示器1114输出检测信号。指示器1114触发故障指示器。这停用了dc/ac逆变器1100和整个高频无线功率传输系统300，dc/ac逆变器1100是整个高频无线功率传输系统300的一部分。这不仅防止了对dc/ac逆变器1100的损坏，还防止了由于所感应的涡电流而可能对金属物体的加热。
[0208]
如前所述，发射器302在给定频率处操作。在这个实施例中，发射器302的操作频率是13.56mhz。此外，在该实施例中，发射器线圈312和接收器线圈314各自具有23.4cm
×
26.2cm的尺寸。线圈312和314各自由fr4印刷电路板(pcb)上的两圈宽度为14mm的铜迹线组成。线圈312和314具有大约1.50uh的电感。发射器线圈312所看到的反射负载从无负载320时的0欧姆变化到满负载320时的7欧姆。负载320所需要的最大功率是30w。给定这些操作参数，现在将考虑各种呈现的dc/ac逆变器实施例的设计示例。
[0209]
现在将讨论图5所示dc/ac逆变器310的示例性设计实施例。在该实施例中，发射器线圈312和接收器线圈314具有1.5uh的电感，因此电感l3＝1.5uh。发射器线圈312所看到的反射负载从无负载320时的0欧姆变化到满负载320时的7欧姆。负载320所需要的最大功率是30w。
[0210]
基于前述等式，可以确定各种参数。根据最大反射负载(7欧姆)和所需要的功率(30w)，发射器线圈312所需要的电流是2.93a(即，p
max
＝1/2i
l32rl
，因此i
l3
＝2.93a)。特性阻抗z0是8.9744欧姆(即，r
lmin
/z0＝0.78，因此z0＝8.9744)。此外，l
zvs
和c1和c2的值是l
zvs
为107nh，c1和c2为1.33nf。残余电抗的值是27.58nh(即0.258*z0＝2.3154欧姆)。dc输入电压v
in
是6.546v。
[0211]
现将讨论图8所示dc/ac逆变器800的示例性设计实施例。在该实施例中，发射器线圈312和接收器线圈314具有1.5uh的电感，因此电感l3＝1.5uh。发射器线圈312所看到的反射负载从无负载320时的0欧姆变化到满负载320时的7欧姆。负载320所需要的最大功率是30w。
[0212]
基于前述等式，可以确定各种参数。根据最大反射负载(7欧姆)和所需要的功率(30w)，发射器线圈312所需要的电流是2.93a(即，p
max
＝1/2i
l32rl
，因此i
l3
＝2.93a)。dc输入电压v
in
是119v(即，i
l3
＝3.132
×vin
/w
l3
)。特性阻抗z0是2989欧姆。此外，l
zvs
和c1和c2的值是l
zvs
为35.6uh，c1和c2为4pf。
[0213]
现将讨论图9所示dc/ac逆变器900的示例性设计实施例。在该实施例中，发射器线圈312和接收器线圈314具有1.5uh的电感，因此电感l3＝1.5uh。发射器线圈312所看到的反射负载从无负载320时的0欧姆变化到满负载320时的7欧姆。负载320所需要的最大功率是30w。基于前面描述的等式，可以确定各种参数。根据最大反射负载(7欧姆)和所需要的功率(30w)，发射器线圈312所需要的电流是2.93a(即，p
max
＝1/2i
l32rl
，因此i
l3
＝2.93a)。dc输入电压v
in
可以被设置为任何电压。在该实施例中，dc输入电压v
in
是24v。电容c4被确定为457.5pf。电容c3被确定为115pf。电容c
3b
与电容c
3a
相同。根据等式20，电容c
3a
和c
3b
是电容c3的两倍，即230pf。对于24v的dc输入电压v
in
和30w的功率，特性阻抗z0是120.63欧姆。l
zvs
以及c1和c2的值是l
zvs
为1.4375uh，c1和c2为99pf。残余电抗是31.12欧姆。
[0214]
虽然高频无线功率系统300被描述为包括被配置为经由高频磁感应耦合无线地传输功率的发射器302和被配置为经由高频磁感应耦合从发射器302提取功率的接收器304，但本领域技术人员将理解的是，其他配置也是可能的。在另一实施例中，发射器302被配置为经由高频电感应耦合无线地发射功率，并且接收器304被配置为经由高频电感应耦合从发射器302提取功率。在该实施例中，发射器302包括发射器电极而不是发射器线圈312，并且接收器304包括接收器电极而不是接收器线圈314。
[0215]
尽管上文已参照附图对实施例进行了描述，但本领域技术人员应该理解的是，可在不脱离所附权利要求书限定的范围的情况下进行变更和修改。