调整DFT系数以补偿用于分数时间确定的探测序列期间的频率偏移的制作方法

调整dft系数以补偿用于分数时间确定的探测序列期间的频率偏移
技术领域
1.本公开涉及通信系统，并且更具体地涉及用于无线节点之间的距离测量的射频(rf)装置和相关的方法。


背景技术：

2.无线节点之间的距离可以通过短距离射频通信系统(例如，符合蓝牙
tm
、蓝牙
tm
低功耗(ble)、zigbee
tm
或其他网络协议标准)中的分组交换使用相位测量或基于时间的距离测量来确定。精确的距离测量在短距离无线技术中非常有用，可用来提高设备的定位能力，增强安全性，并以其他方式提供更多样的短距离无线物联网(iot)应用。无线节点中使用的本地振荡器彼此独立，并且距离测量会受到无线节点中振荡器的频率偏移的影响。因此，期望考虑频率偏移的用于距离测量的改进技术。


技术实现要素：

3.因此，在一个实施例中，接收器包括第一离散傅立叶变换(dft)块。第一dft块包括被耦合以接收所接收信号的虚部、所接收信号的实部和第一复数dft系数的第一复数乘法器。第一累加器被耦合到第一复数乘法器的实部输出并提供第一累加实部值。第二累加器接收第一复数乘法器的虚部输出并提供第一累加虚部值。dft系数产生函数部分地基于发送器频率和接收器频率之间的一个或多个估计的频率偏移来产生第一复数dft系数，并将第一dft系数提供给第一复数乘法器。
4.在实施例中，反正切函数接收第一累加实部值的平均值和第一累加虚部值的平均值并提供第一相位值。
5.在实施例中，第二dft块包括被耦合以接收所接收信号的虚部、所接收信号的实部和第二复数dft系数的第二复数乘法器。第三累加器被耦合到第二复数乘法器的实部输出并提供第二累加实部值。第四累加器接收第二复数乘法器的虚部输出并提供第二累加虚部值。dft系数产生函数部分地基于一个或多个估计的频率偏移来产生第二复数dft系数。反正切函数接收第二累加实部值的平均值和第二累加虚部值的平均值并提供第二相位值。
6.在另一个实施例中，一种用于确定分数定时的方法，包括在接收设备处从发送设备接收交替的1和0的探测序列。由第一离散傅立叶变换(dft)块的第一复数乘法器使用的第一系数是部分地基于与发送设备相关联的第一频率和与接收设备相关联的第二频率之间的频率偏移的频率偏移估计的。dft块提供第一dft输出。由第二dft块的第二复数乘法器使用的第二系数部分地基于频率偏移估计。第二dft块提供第二dft输出。确定基于第一dft输出的第一相位和基于第二dft输出的第二相位。这些相位用于确定分数定时。
7.在另一个实施例中，接收器包括对与探测序列相关联的正音执行第一单音dft的第一离散傅立叶变换(dft)块。第二dft块对与探测序列相关联的负音执行第二单音dft。dft系数产生电路产生基于正音的标称频率以及发送器频率和接收器频率之间的一个或多
个频率偏移估计的第一dft系数，并将第一dft系数提供给第一dft块。dft系数产生电路还产生基于负音的标称频率和频率偏移估计的第二dft系数，并将第二dft系数提供给第二dft块。
附图说明
8.通过参考附图可以更好地理解本发明，并且其众多目的、特征和优点对于本领域技术人员来说是显而易见的。
9.图1示出了无线通信系统，其包括与第二通信设备通信耦合的第一通信设备，第一通信设备具有发送器和接收器，第二通信设备具有发送器和接收器。
10.图2示出了一种涉及在两个通信设备之间交换分组的被称为往返时间(rtt)的距离测量形式。
11.图3示出了可以使用分数定时来确定和校正的时间误差。
12.图4示出了正在提供给接收器的交替的1和0的探测序列，其产生用于确定分数定时的音调输出。
13.图5示出了根据实施例的接收器。
14.图6示出了离散傅立叶变换(dft)块的实施例的附加细节。
15.图7示出了与探测序列的传输相关的定时图。
16.图8示出了实施例的操作的流程图，该操作通过基于估计的频率误差调整本地振荡器或数字混频器来补偿探测序列期间的频率偏移的。
17.图9示出了通过基于估计的频率偏移调整dft系数来补偿分数定时测量期间发送和接收设备之间的频率偏移的实施例。
18.图10示出了与dft块相关的其他细节。
19.图11示出了接收器中的操作的流程图，该操作通过基于估计的频率偏移调整dft系数来补偿在探测序列期间进行的分数测量期间的频率偏移。
20.在不同的附图中使用相同的附图标记指示相似或相同的项目。
具体实施方式
21.参考图1，无线通信系统100的实施例包括通信设备102(包括发送器104和接收器106)和通信设备112(包括发送器114和接收器116)。距离d将通信设备102与通信设备112分开。尽管通信设备102和通信设备112被示出为各自仅包括一个天线，但是在其他实施例中，通信设备102和通信设备112各自包括多个天线。在实施例中，无线通信系统100符合为低功率和低延迟应用设计的ble通信协议。然而，在其他实施例中，无线通信系统100符合其他通信协议(例如，经典蓝牙、zigbee或其他短距离射频协议标准)。本地振荡器105和本地振荡器115分别提供在通信设备102和通信设备112的收发器功能中使用的信号。数据处理电路107和138分别耦合到存储器103和136。本文将进一步描述数据处理电路的操作。注意，每个通信设备中的发送器和接收器共享数据处理电路。
22.图2示出了一种被称为往返时间(rtt)的距离测量形式，其涉及在发起方(initiator)设备202(例如，图1中的通信设备102)和反应方(reflector)设备212(例如，图1中的反应方设备112)之间交换分组。发起方202和反应方212之间存在时间偏移δ秒。在发
起方的时间t1，反应方时间为t1 δ。在时间t1，发起方向反应方发送分组(符号s1)。符号s1在反应方时间t2 δ到达反应方。从发起方设备202行进到反应方设备212所花费的时间被称为飞行时间(tof)。前向tof 214＝t2 δ-t1。在时间t3 δ，反应方212向发起方202发送符号s2，该发起方202在时间t4接收s2。反向tof＝t4-(t3 δ)。往返tof＝(t2-t1) (t4-t3)。对于往返时间计算，时钟偏移δ相互抵消。通过交换包括发送和接收符号或分组的本地时间的符号或分组，可以确定粗略的往返时间。单向飞行时间以及距离可以通过将往返时间除以2来确定。图1所示的距离d由(单向tof)
×
c确定，其中c是光速。
23.在实施例中，距离测量的目标分辨率是0.5m。即，目标是确定精确到0.5m以内的距离。由于无线电波以光速c(3x108m/s)传播，这意味着tof目标分辨率为(0.5m/c)，或1.6ns。分辨率取决于采样频率，并且即使采样频率很高，采样时钟的有效边沿和传入符号的开始之间的差异也会在往返测量中产生进一步的误差。图3示出了该误差。发起方设备302向反应方312发送符号s1。符号s1在作为tof的时间段之后到达反应方312。反应方的分数时间t
frac_r
反映从在反应方处在314时的传入符号(s1)的开始到反应方设备312的本地采样时刻315之间的差异。发起方的分数分量t
frac_i
指示从在发起方中在317时的传入符号(s2)的接收的开始到发起方设备302的本地采样时刻319之间的差异。粗略时间与分数时间(fractional time)进行结合以确定总tof，并使距离测量更精确。具体地：
[0024][0025]
注意，分数时间被添加到粗略时间之差。
[0026]
执行分数rtt测量的一种方法是使用探测序列。图4示出了正在提供给发送器404的交替的1和0的探测序列，以及用频移键控(fsk)调制之后的tx信号的功率谱。这会导致包括fc-fo和fc fo处的音调在内的音调输出。当以1mbps运行ble时，音调fc fo和fc-fo在接收器416中基带处分别在 500khz和-500khz。由于符号速率在1和0之间交替的周期性，频率fo是符号速率的一半。当以2mbps运行ble时，接收器中基带处的音调为
±
1mhz。通过在接收器处测量两个音调的相位差，可以获得分数rtt时间，并因此获得提高的rtt分辨率。
[0027]
图5示出了无线通信设备112或无线通信设备102中包括的接收器500的实施例的框图，该接收器500使用来自探测序列的两个音调fc fo和fc-fo来提供分数定时测量。接收器通过考虑发送器和接收器之间的频率偏移来改进分数定时测量。天线501向无源网络(pn)503提供rf信号，该无源网络(pn)503提供阻抗匹配、滤波和静电放电保护。低噪声放大器(lna)505在不实质上降低信噪比的情况下放大来自无源网络503的信号，并且将放大的rf信号提供给混频器507。混频器507使用由频率合成器块509提供的本地振荡器(lo)信号来执行rf信号的频率转换或移位。在实施例中，频率合成器使用分数-n锁相环(pll)来实现。在一种操作模式下，接收器500被配置为低中频(lif接收器)，并将rf信号转换为低中频(例如，100至200khz)以避免zif接收器的dc偏移和1/f噪声问题。
[0028]
混频器507将转换后的输出信号作为一组两个信号(一个同相(i)信号和一个正交(q)信号)提供给可编程增益放大器(pga)508。i和q信号是模拟时域信号。在接收器500的至少一个实施例中，模拟放大器508和滤波器(未单独示出)将i和q信号的已放大和已滤波版本提供给模数转换器(adc)510，adc510将i和q信号的这些版本转换为数字i和q信号。adc510的示例性实施例使用各种信号转换技术(例如，δ-∑(或∑-δ)模数转换)。在实施
例中，adc块510还包括抽取器。adc510将数字i和q信号提供给数字滤波器511，数字滤波器511提供数字i和q信号的数字滤波并将滤波后的i和q信号提供给数字混频器515。数字混频器515将if信号转换为基带，并将基带信号提供给滤波器517。在实施例中，滤波器517包括未单独示出的抽取器、通道滤波器和采样率转换器。滤波器517将滤波后的基带信号提供给解调器518。解调器518对数字i和q信号执行解调，以检索或提取信息(例如，由例如发送器(未示出)调制并作为rf信号提供给天线501的数据信号)。解调器518将解调的数据提供给数据处理电路519，数据处理电路519对应于图1中的数据处理电路107和138。在实施例中，数据处理电路519执行各种功能(例如，逻辑、算术等)。例如，数据处理电路519在程序、例程或算法(无论是在软件、固件、硬件或其组合中)中使用解调的数据来执行期望的控制或数据处理任务。在实施例中，数据处理电路包括处理器(例如，微控制器)以及执行所需功能的软件和/或固件。注意，到目前为止在天线501和数据处理电路519之间的路径中描述的图5的功能是本领域公知的。
[0029]
图5中所示的接收器的实施例还包括提供更精确的rtt测量的电路。在实施例中，rtt测量方法的目标是达到0.5m分辨率，这需要以1.6ns的不确定性测量飞行往返时间。实现该分辨率的一种方法是使用粗略rtt测量，然后使用可选的精细rtt测量。可选的精细rtt测量在正频率处进行单点dft，在负频率处进行单点dft，并将两个dft计算的相位进行比较以进行分数时间测量。因此，探测序列(101010...)可以用于提供与粗略rtt测量相结合的分数时间估计，以获得更精确的rtt测量。
[0030]
分数时间测量执行单仓dft，其中，以 500khz音调为中心的一个dft和以-500khz音调为中心的另一个dft(或以
±
1mhz音调为中心)嵌入在探测序列中。如本文进一步描述，分数时间测量确定两个音调之间的相位差，并使用相位差来确定分数定时。分数时间测量的使用提高了rtt的分辨率，因此使距离测量更加精确。
[0031]
频率偏移表示发送设备中使用的时钟信号和接收设备中使用的时钟信号之间的频率差。时钟信号可以基于本地振荡器或在相应设备中使用的其他时钟产生逻辑。虽然分数时间测量提高了精度，但探测序列期间发送器和接收器之间的频率偏移会导致在分数rtt测量中出现基于 /-500khz音调或
±
1mhz音调的误差。如果频率偏移接近15khz，则误差会非常大。即使频率偏移较小，频率偏移为5khz时模拟已经显示rtt误差也会加倍(每次测量延迟从3ns至6ns)。因此，本文的实施例补偿频率偏移以提供更精确的分数定时值以用于rtt测量。
[0032]
仍然参考图5，数字混频器515之后的数字滤波器517提供复数离散傅立叶变换(dft)块531和533。dft块531执行在 500khz处的单仓dft，而dft块533执行以-500khz为中心的单仓dft以获得复数。来自两个dft块中每一个dft块的复数信号信息被提供给反正切函数535。反正切函数535基于为正音和为负音提供的复数来确定相位。然后，分数定时计算块使用这些相位，以提供可以与粗略的rtt测量相结合的分数定时值。发送101010探测序列而产生的 500khz和-500khz音调遵循如下所示的相位和时间关系：
[0033]
θ
500k
＝2πf
500k
t
[0034]
θ-500k
＝-2πf
500k
t
[0035]
δθ＝θ
500k-θ-500k
＝4πf
500k
t
frac
，因此，
[0036]
(或对于2mhz ble，)
[0037]
对滤波器输出执行dft以获得两个音调处的信号信息。图6示出了dft块531的实施例的附加细节。数字滤波器517提供存储器601，存储器601通过输入缩放块603依次将i和q值提供给dft块531。复用器电路602允许绕过存储器601，将数字滤波器517的输出直接发送到dft输入缩放块603。dft块533是相同的，并且也通过输入缩放块603从存储器601接收缩放后的i和q值。dft输入缩放块603对输入的i、q信号进行缩放，以避免大信号的饱和并减少小信号的量化影响。复数乘法器603接收旋转因子wn(n)604并将复数乘法结果提供给累加器605和607，其中一个累加器用于dft的实部，而另一个累加器用于虚部。输入到乘法器的两个复数wn(n)提供wn(n)的实部和虚部。dft块533接收与其他感兴趣频率(例如，-500khz或-1mhz)相对应的wn(n)值。在实施例中，dft块531和533各自由专用dft电路形成。在其他实施例中，可以使用编程处理器逻辑来执行一部分或所有乘法和加法，或者可以使用编程处理器逻辑和专用逻辑的任何适当组合。
[0038]
旋转因子部分地基于仓的中心频率(例如，500khz)、过采样率(osr)和探测序列的长度。过采样率(osr)是指系统的采样率与phy的符号率的比率。例如，osr可以是4至7或一些其他适当的数字，这取决于被采样信号的频率和采样时钟的频率。在实施例中，dft块533累加来自探测序列的64个符号(m＝64)的值用于信号音调dft计算，并且总样本n＝osr*m。对于ble 1mhz，
±
500khz音调位于dft仓k＝m/2。对于ble 2m，
±
1000khz音调也位于dft仓k＝m/2。提供给复数乘法器的旋转因子对于一个dft对应于 500khz音调，对于另一个dft对应于-500khz音调。对于 500khz音调：
[0039]
其中fs是采样频率。
[0040]
对于-500khz音调：
[0041][0042]
在实施例中，旋转因子在数据处理电路519(见图5)、另一个处理单元中被计算，或者被预先计算并被存储在非易失性存储器(nvm)中以供复数乘法器使用。乘法结果的实部和虚部的累加器605和607对来自探测序列的64个符号的样本的结果进行累加。平均块609和611对累加值进行平均，并将它们的平均值提供给dft输出缩放块615。dft输出缩放块615对累加器输出进行缩放，以最大化小信号的分辨率并避免超过下游电路位宽的大信号的饱和。dft输出缩放块615将其输出提供给反正切函数535。反正切函数535基于dft输出的累加的实部和虚部来产生相位值(θ
500k
和θ-500k
)。如上所述，分数定时计算块537基于两个相位的差异计算分数定时t
frac
。在实施例中，该计算在数据处理电路519或接收器中的另一个处理器上运行的软件或固件中实现。
[0043]
因此，在基带发现的两个音调可以用于确定分数定时。然而，发起方和反应方之间的频率偏移导致分数定时估计中的不精确。本文描述的实施例在探测序列期间补偿频率偏移，因此分数定时估计更精确。实施例利用频率偏移估计，并基于估计的定时偏移来调整数字混频器515或混频器507，以增加分数定时估计的精确度。
[0044]
图7示出了定时图，该定时图示出了从发起方(发送设备)到反应方(接收设备)的
探测序列的传输，反之亦然。传输包括前导码701、32位同步字703(例如，pn序列pn[31:0])和96位探测序列705。在实施例中，前导码是交替的1和0的8位序列。pn序列是发起方和反应方都已知的32位伪噪声序列，也被称为伪随机二进制序列(prbs)。在实施例中，同步字的末尾标志着探测序列的开始。图5中的接收器500例如使用解调器518(或其他电路)检测pn序列(或其他同步字)的接收，并在707断言指示检测到pn序列的接收的帧检测信号，其也标志着探测序列的开始。频率偏移估计器521基于前导码、pn序列或两者产生频率偏移估计。
[0045]
返回参考图5，坐标旋转数字计算机(cordic)520从滤波器517接收i和q值。通常，cordic实施已知技术来执行计算，该计算包括三角函数和复数乘法，而不使用乘法器。cordic使用的运算是加法、减法、移位和查表运算。在其他实施例中，使用执行固件的数字信号处理器。在至少一个实施例中，cordic 520从数字滤波器517接收i和q的已滤波版本，并通过执行反正切运算将数字i和q信号从笛卡尔表示转换为极坐标表示。极坐标表示包括相位和幅度。相位被提供给频率偏移估计器(foe)521，频率偏移估计器521提供与发起方(例如，本地振荡器)相关联的时钟信号和与反应方(例如，本地振荡器)相关联的时钟信号之间的频率偏移的估计。
[0046]
在至少一个实施例中，频率偏移估计器(foe)521从cordic520接收相位值，并将频率偏移估计提供给频率偏移校正电路522。频率偏移估计器521基于相位值产生频率偏移估计f
est
(即，f
est
＝f
reflector-f
initiator
)。例如，频率偏移估计器521通过计算离散时间相位差值(例如，φ[n]-φ[n-1]＝f
x
)来区分cordic的相位输出。频率偏移估计器521从传入的离散时间相位差值中减去与预先确定并存储在存储器中的预期相位差值对应的值，累积误差，并且除以预定数量的符号(例如，n个符号，8≤n≤32)以形成频率误差的估计。预期相位差值基于所发送信号的预期频率。例如，在ble中，预期频率基于物理层的被指定的频率偏差f
dev
(例如，
±
250khz)，其确定了所发送信号的频率。
[0047]
例如，对于频移键控，当发送“1”时，发送器发送频率为f
rf
f
dev
的射频音调，当发送“0”时，发送器发送频率为f
rf-f
dev
的音调。在使用前导码的八个符号来估计频率误差的示例性实施例中，对应于预期瞬时频率偏差(即，符号上的相位差)的预期值ξ1、ξ2、ξ3、-ξ1、-ξ2、-ξ3被存储在存储器中。ξ1、ξ2和ξ3的值随系统bt参数(例如，带宽
×
位时间＝0.5)而变化，这确定了发送器脉冲整形和接收器滤波带宽的影响。在至少一个实施例中，接收器中的滤波和来自一位的发送器脉冲整形的影响可以影响后续位，这被已知为符号间干扰(isi)。如果连续符号包含相对较长的“1”，则预期会出现全频率偏差(例如，ξ1)。如果连续符号在“1”和“0”之间交替，则由于滤波的影响，预期频率偏差小于全频率偏差(例如，
±
ξ3)。每个期望值对应于一个不同的三位数据模式(即bn、b
n-1
、和b
n-2
)。在接收器滤波后，ξ1、ξ2和ξ3的示例性值分别对应于250khz、173khz和92khz的预期偏差f
dev
。预期偏差将根据接收器中实现的滤波特性而变化。如果连续符号包括相对长的“1”，则预期会出现全频率偏差(例如，250khz)，并且假设示例性发送器具有50khz的偏移，则发送的信号的频率为f
rf
f
dev
50khz。因此，频率偏移估计器521将如下计算平均频率偏移值：
[0048][0049]
对于32位pn序列，实际(f
x
)和预期(f
expected
)值的总和当然会不同。
[0050]
频率偏移估计器521将频率偏移估计提供给频率偏移校正电路522。频率偏移校正电路522中的增益电路523接收频率偏移估计。增益电路523根据afc增益值524对频率偏移估计进行缩放，并将缩放后的值提供给移位器电路525。afc增益将频率估计缩放到由数字混频器使用的分辨率。移位器电路根据高速档或低速档设置来对频率偏移估计的缩放版本进行缩放。在高速档设置的情况下，无需对累加器527进行任何调整即可提供缩放的频率偏移。在低速档设置的情况下，使用例如8位的数字移位(相当于除以256)来减少来自增益电路523的缩放的频率偏移。根据特定实施方式的需要，当然可以使用其他移位值(多于两个档)。实施例将afc增益函数与换档组合。agc增益通常用于缩放增益，而换档用于选择应该将多少频率估计用于频率偏移补偿。移位器电路525的输出被提供给累加器527，该累加器527将累加值存储在寄存器529中，并周期性地将累加的缩放值作为频率偏移校正信号541提供给解复用器电路543。在实施例中，可以通过对高速档和低速档进行相同的缩放(或不缩放)来绕过换档。解复用器电路543将频率偏移校正信号541提供给求和电路545或求和电路547，它们用作调整电路以调整由数字混频器515或频率合成器509提供的混频器507所使用的频率。求和电路545将标称数字混频器频率(digmixfreq)546与频率偏移校正信号相加，并将调整后的频率提供给数字混频器515以用于将中频信号转换为基带。备选地，解复用器电路543将频率偏移校正信号提供给求和电路547，求和电路547将频率偏移校正信号与参考频率控制信号549进行组合，并提供组合后的控制信号以控制频率合成器509，例如，通过δ-σ调制器来控制，该δ-σ调制器用于控制分数-n pll的实现本地振荡器功能的反馈分频器。由频率合成器块509提供的lo信号的调整后的频率，被提供为由混频器507用来将rf信号转换为中频信号的lo信号。注意，在至少一个实施例中，基于频率偏移校正信号来调整两个混频器。
[0051]
再次参考图7和图5，一旦帧检测信号在707处被断言，帧检测信号就被延迟预定时间量直到709，以允许afc设置。在实施例中，该延迟是8个符号周期。频率偏移估计器521基于接收到的前导码和同步字(或仅同步字)估计频率误差。将应用高速档设置以在711处产生第一频率偏移校正，以在探测序列的开始处调整混频器507或515以补偿频率偏移。afc高速档调整尝试完全校正频率偏移。高速档设置更快地校正频率偏移，但会导致信号出现瞬变。一旦延迟的帧检测在709处断言，复用器551就选择低速档控制信号以向累加器527提供分频频率偏移估计，该累加器527依次在715、717和719处提供频率偏移校正信号以在探测序列期间继续频率调整。711、715、717和719处的频率调整被维持直到下一次频率调整发生。对于到频率偏移校正电路522的每一输入，有一个用于累加器527的输出。目的是将频率估计参考回digmixfreq 546。假设当前频率偏移校正541在-10khz并且发送器频移，并且新的频率偏移估计是 20khz。新的频率偏移估计基于调整后的digmixfreq 548(由频率偏移校正541调整的djgmixfreq 546)，因此 20khz是相对于调整后的digmixfreq 548，这意味着调整后的digmixfreq 548应该上升 20khz。因此，累加器527将寄存器529中的-10khz偏移校正与新的 20khz偏移估计相加，以使下一个频率偏移校正541将基线digmixfreq 546增加 10khz，以将调整后的digmixfreq 548增加20khz。如果发送器频率在-10khz校正之后保持不变，而不是增加，则新的频率偏移估计将为0(假设完美校正)。在帧检测延迟断言之后，档位设置从高速档切换到低速档，并且接收器500在探测序列期间继续逐渐执行频率校正。这提高了存在频率偏移时的探测序列测量性能。较低的档位设置逐渐校正偏移并限制
对i和q信号的干扰。频率调整进行操作以使音调以基带中的dc周围为中心，因此在
±
500khz执行的dft提供尽可能精确的用于相位补偿的数据。例如，如果在没有偏移补偿的情况下频率偏移导致音调位于 490khz和-510khz，则频率调整使相距例如1000khz的音调重新以dc(0hz)周围为中心，以提供更高的dft精度，因为dft是为正音和负音的标称值配置的。注意，由于电路及其操作的正常限制，使音调重新以dc周围为中心可能并不完美，因此即使在补偿之后也可能会留下一些误差。
[0052]
图8示出了实施例的操作的流程图，该操作通过基于估计的频率误差调整本地振荡器或数字混频器来补偿探测序列期间的频率偏移。该流程示出了接收器500中的控制逻辑和其他电路的操作。控制逻辑可以实现为数字逻辑，实现为作为编程微控制器的一部分的固件，或实现为数字、可编程逻辑、固件和/或更高级别软件的任何适当组合。在802，响应于帧检测信号为低，频率调整被设置为高速档。在804，接收设备接收第一序列。在实施例中，该序列包括前导码和pn序列。在806中，接收器寻找指示同步字接收完成的帧检测。在808中，频率偏移估计器基于前导码和/或pn序列(或其一部分)的第一序列来估计频率偏移。在810，接收器开始接收由交替的1和0形成的探测序列。在实施例中，探测序列的长度为96个符号。在812中，在同步字的末尾处进行基于高速档设置的频率调整，以补偿并尝试消除发送设备和接收设备之间的任何频率偏移。在814中，流程等待帧检测延迟被断言。一旦帧检测延迟被断言，频率调整就在816中设置为低速档。在实施例中，dft被延迟直到帧检测延迟被断言。在实施例中，对64位执行dft，这发生在820中。在执行dft期间，频率偏移补偿继续进行。在822中，如果频率调整就绪，则在824中将频率调整应用于由分数-n pll提供的本地振荡器或应用于数字混频器的数字频率控制信号。在826中，控制逻辑进行检查以查看对探测序列的dft计算820是否完成。当探测序列完成或dft所需的探测序列的位数(m)已被处理时，在828中，来自dft的被平均的实部和虚部在缩放之后被提供给反正切函数，反正切函数在830中确定相位。在832中，基于相位差来确定分数定时。假设分数定时首先在反应方中被确定，反应方将分数定时信息提供给发送器，因此发送器可以确定如上所述的rtt测量。
[0053]
因此，图5至图8中所示的实施例描述了一种方法，该方法通过基于估计的频率偏移调整本地振荡器或由数字混频器使用的频率，在探测序列期间的分数定时测量期间补偿发送设备和接收设备之间的频率偏移，从而改进rtt测量的分数定时测量。
[0054]
图9示出了在分数定时测量期间补偿发送设备和接收设备之间的频率偏移的另一种方法的实施例。接收器900包括从天线501到数据处理电路519的信号路径，其与图5所示的路径相同。然而，由频率合成器块509提供给混频器507的信号的频率和控制由数字混频器515使用的频率的频率控制信号(digmixfreq)不基于频率偏移估计来调整。相反，接收器900通过基于频率偏移调整由用于正音和负音(例如 /-500khz)的两个dft使用的dft系数来补偿估计的频率偏移。
[0055]
仍然参考图9，来自滤波器517的滤波后的i和q数字值被提供给cordic920。频率偏移估计器(foe)921从cordic920接收相位值，并产生频率偏移估计。cordic920和foe921的功能如较早在图5中的cordic520和foe521的描述中所述。注意，在实施例中，foe输出被累加、缩放和/或平均。在实施例中，dft计算利用m＝64位的探测序列进行信号音调dft计算(m＝64)。总样本n＝osr*m。对于ble 1mhz，
±
500khz音调位于音调数k＝m/2。对于ble 2mhz，
±
1000khz音调也位于音调数k＝m/2。
[0056]
dft系数计算块930接收频率偏移估计，并产生从正和负频率(例如， /-500khz)的标称设置调整而来的dft系数。具体地，
[0057]
500khz音调由φ(n)来调整：
[0058][0059]
其中其中φ(n)从pn[31：0]序列估计，而δf是频率偏移估计。
[0060]
对于-500khz音调：
[0061][0062]
dft系数计算块930功能可以实现为编程微控制器单元(mcu)或其他处理器，实现为专用逻辑，或实现为数字、可编程逻辑、固件和软件的任何适当组合。dft系数计算块930中的单独逻辑可以专用于计算每个dft的系数。虽然示出了 /-500khz处的音调的旋转因子，但旋转因子根据检测到的音调来设置。因此，例如，对于2mhz ble，要检测的标称音调在 /-1mhz处。
[0063]
dft计算块930将调整后的旋转因子wn(n)提供给复数dft块931和933。对旋转因子的调整确保了dft仓在给定估计的频率偏移的情况下以适当的频率为中心。例如，如果频率偏移导致 490khz和-510khz处的音调，则调整dft系数，以便单音dft块931和933的仓分别以 490khz和-510khz为中心。反正切函数块935接收dft块的输出，并提供由分数定时计算块937使用的相位以计算如前所述的分数定时。
[0064]
图10示出了dft块931(或933)的实施例的附加细节。由于这些块除了接收不同的旋转因子外都相同，因此仅示出了一个块。数字滤波器517提供存储器1001，存储器1001通过输入缩放块1003依次将i和q值提供给dft块931(和dft块933)。复用器电路1002允许绕过存储器1001，将数字滤波器517的输出直接发送到dft输入缩放块1003。dft输入缩放块1003对传入的i、q信号进行缩放，以避免大信号的饱和并减少小信号的量化影响。复数乘法器903从存储器1001接收经调整的复数旋转因子wn(n)1006以及探测序列的64个符号的样本的i(n)和q(n)值，并提供在两个累加器1005和1007中进行累加的复数乘法结果，两个累加器1005和1007中的一个用于dft的实部，另一个用于虚部。平均块1009和1011对累加值进行平均，并将它们的平均值提供给dft输出缩放块1015。dft输出缩放块1015对累加器输出进行缩放，以最大化小信号的分辨率并避免超过下游电路位宽的大信号的饱和。dft931(和933)将它们的结果提供给反正切函数935，然后反正切函数935基于累加的dft值的实部和虚部产生调整后的频率的相位值(θ
500kadj
和θ-500kadj
)。分数定时t
frac
基于两个相位的差异：其中经调整的相位θ
500kadj-θ-500kadj
表示使用经调整的旋转因子来计算的相位。虽然已经针对1mhz ble实施例描述了标称
±
500khz的音调，但是音调取决于特定实施例中使用的频率。
[0065]
因此，探测序列期间基带处的两个音调可以用于基于两个音调的相位来确定分数
定时。对发送器和接收器之间的频率偏移进行补偿产生更精确的分数定时结果。图11示出了接收器中用于补偿1、0、1、0
……
探测序列期间估计的频率偏移的操作的流程图。该流程示出了控制逻辑和其他电路的操作。控制逻辑可以实现为数字逻辑，实现为作为编程微控制器的一部分的固件，或实现为数字、可编程逻辑、以及固件或软件的任何适当组合。在1102，接收设备接收第一序列。在实施例中，该序列包括前导码和pn序列。在1104中，频率偏移估计器至少基于pn[31∶0]序列来估计频率偏移。在1106中，mcu或其他逻辑基于估计的误差偏移来调整两个单音dft的旋转因子。例如，可以基于频率偏移估计来调整dft，以处理 490khz和-510khz处的音调，而不是
±
500khz的标称值。在1108中，接收器接收由交替的1和0形成的探测序列。在实施例中，探测序列的长度为96个符号，但该长度是示例性的，并且在不同的实施例中使用其他探测序列长度。用于dft的探测序列的位数(例如，64位或96位)也可以在实施例之间变化。dft逻辑在调整后的正负频率处执行单音dft，这些频率基于频率偏移估计进行调整，并且累加器累加来自乘法器的复数结果。在1112中，控制逻辑检查dft是否已完成所需数量的探测序列样本，并且如果没有，则在1114中检查是否有新的频率偏移估计可用。频率偏移估计在探测序列期间定期可用。如果没有新的频率偏移估计可用，则流程返回到在1108中接收探测序列并在1110中执行dft。如果新的频率偏移估计可用，则流程返回到1106以调整两个dft的旋转因子以更精确地补偿当前的频率偏移估计。在这样的实施例中，频率偏移估计在探测序列期间继续，导致在探测序列期间φ(n)中的δf改变。在频率偏移在探测序列期间继续并且δf在探测序列期间改变的至少一个实施例中，频率偏移估计例如使用如上所述的高速档/低速档进行缩放，以调整δf。在另一个实施例中，基于第一序列的至少一部分(例如，同步字)进行频率调整以消除发送设备和接收设备之间的任何频率偏移，并且在探测序列期间不进行附加频率偏移确定。在这样的实施例中，频率偏移估计在探测序列期间不继续，导致基于一个或多个频率偏移估计(其基于第一序列做出)在探测序列期间固定φ(n)中的δf。在任一情况下，对正和负频率音调执行dft，直到完成探测序列或已处理完dft所需的探测序列中的样本数。一旦dft被完成，在1116中，来自dft的经平均(并经缩放)的实部和虚部将被提供给反正切函数，在1118中，该反正切函数计算相位。在1120中，基于提供的相位差来计算分数时间。假设分数定时首先在反应方中被确定，反应方将分数定时信息提供给发送器，因此发送器可以确定如上所述的rtt测量。
[0066]
因此，已经描述了在探测序列期间使用估计的频率偏移来补偿发送器和接收器之间的频率偏移的接收器。本文阐述的本发明的描述是说明性的，并且不旨在限制如以下权利要求中阐述的本发明的范围。在不脱离如以下权利要求中阐述的本发明的范围的情况下，可以基于本文阐述的描述对本文公开的实施例进行其他变化和修改。