毫米波巴特勒矩阵波束成形网络的制作方法

1.本发明涉及阵列天线技术领域，尤其涉及一种毫米波巴特勒矩阵波束成形网络。


背景技术：

2.空间多路复用在毫米波通信和图像系统中具有重要意义。对于通信系统，它被用来克服多路径衰减和共通道干扰。对于图像系统，它可以被用来提高雷达图像的分辨率，通过将功率集中在被成像的区域，从而减少来自周围区域的误差(如聚束雷达)。有几种技术用于空间复用，如ruzelens、rotman lens、blass matrix、nolen matrix和butler matrix。ruze和rotman lenses是一种时间延迟波束成形技术。它用于宽频信号，所产生的波束方向与工作频率无关。然而，它们有一些问题，如形成透镜所需的尺寸太大，以及透镜区域和假负载的损耗太高。另一方面，blass、nolen和butler matrices是基于矩阵的波束形成网络，使用一组耦合器、分频器和移相器来构成波束成形网络。与基于透镜的波束形成方式相比，它们的优势在于尺寸小、损耗低，除了blass矩阵使用假负载，因此是有损耗的。这种基于巴特勒矩阵类型的波束形成可以实现宽的工作带宽，然而，使用固定相位移相器导致了随频率变化的波束倾斜，这一点限制了其应用。
3.与其他波束形成网络相比，巴特勒矩阵更有优势。与其他基于矩阵的波束成形网络相比，它是组件数量最少的矩阵，因此它的尺寸很小。此外，与信号在大区域内通过的基于透镜的波束形成网络相比，信号在小区域(组件区域)内通过，这减少了介质损耗和金属损耗。在毫米波段，butler矩阵已经在几种技术中得到了实现。在微带技术中，一个8
×
8的butler矩阵，其带宽在25ghz左右为4％，相位变化为
±
7.7
°
，输出振幅变化在10db左右不超过1db。另一个4
×
4微带巴特勒(butler)矩阵出现，其在60ghz带宽为4.9％。应用基片集成波导(siw)技术实现一个4
×
4的一维巴特勒矩阵(butler matrix)，其带宽在60ghz左右为6.67％。而且，其相位误差为
±
24
°
，插入损耗高达2.5db。另一个4
×
4的基片集成波导巴特勒矩阵，其带宽在28ghz附近为7.15％。两层叠加的基片集成波导巴特勒矩阵与垂直方向的耦合器，为8
×
8的巴特勒矩阵。这些结构的主要局限性在于基片集成波导(siw)中的高插入损耗和电损耗。此外，信号通过的面积很小(元件面积)，与基于透镜的波束成形网络相比，信号通过的面积很小，减少了电损耗。
4.在毫米波段，巴特勒矩阵已经在一些技术中得到了实现。在微带技术中，一个8
×
8的巴特勒矩阵出现，其带宽在25ghz附近为4％，相位变化为
±
7。另一个4
×
4微带巴特勒矩阵出现，其带宽在60ghz左右为4.9％。一个4
×
41-d巴特勒矩阵在衬底集成波导(siw)技术中实现，其带宽为6。另一个4
×
4基片集成波导巴特勒矩阵出现，其带宽为7.15％，频率为28ghz。带有垂直方向耦合器的两层基片集成波导巴特勒矩阵，以拥有8
×
8的巴特勒矩阵。这些结构的主要限制是高插入损耗，因为基片集成波导(siw)技术的电损耗。


技术实现要素：

5.本发明所要解决的技术问题是如何提供一种具有宽带性能的毫米波巴特勒矩阵
波束成形网络。
6.为解决上述技术问题，本发明所采取的技术方案是：一种毫米波巴特勒矩阵波束成形网络，其特征在于：包括顶层和脊层，所述脊层包括毫米波巴特勒矩阵，所述毫米波巴特勒矩阵包括第一宽带定向耦合器和第二宽带定向耦合器，所述第一宽带定向耦合器和第二宽带定向耦合器上分别设置有两个输入端口，所述第一宽带定向耦合器的一个输出端口与第一90
°
移相器的输入端连接，所述第一宽带定向耦合器的另一个输出端与第一分频器的一个输入端连接，所述第二宽带定向耦合器的一个输出端口与第二90
°
移相器的输入端连接，所述第二宽带定向耦合器的另一个输出端与第一分频器的另一个输入端连接，所述第一90
°
移相器的输出端与第三宽带定向耦合器的一个输入端连接，所述第一分频器的一个输出端与所述第三宽带定向耦合器的另一个输入端连接，所述第二90
°
移相器的输出端与第四宽带定向耦合器的一个输入端连接，所述第一分频器的另一个输出端与所述第四宽带定向耦合器的另一个输入端连接，所述第三宽带定向耦合器的一个输出端经第一45
°
移相器与第一个输出端口连接，所述第三宽带定向耦合器的另一个输出端与第二分频器的一个输入端连接，所述第二分频器的一个输出端与第二个输出端口连接，所述第四宽带定向耦合器的一个输出端经第二45
°
移相器与第三个输出端口连接，所述第四宽带定向耦合器的另一个输出端与第二分频器的另一个输入端连接，所述第二分频器的另一个输出端与第四个输出端口连接。
7.进一步的技术方案在于：所述宽带定向耦合器包括耦合器脊层，耦合器脊层包括第一介质层，所述第一介质层上形成有耦合器金属化图形，所述耦合器金属化图形包括两个印刷形成的金属输入段和两个印刷形成的金属输出段，两个输入段和两个输入段通过印刷形成的圆形金属连接盘连接到一起，两个输入段和两个输出段外侧的直径小于内侧的直径，所述连接盘的中心形成有两个扇形凹槽，扇形凹槽内的介质层裸漏出，两个扇形凹槽之间通过连通部连通；所述输入段与输出段之间的连接盘的直径大于输入段与输入段之间连接盘的直径并大于输出段与输出段之间连接盘的直径，所述耦合器金属化图形的周围形成有金属化圆盘。
8.进一步的技术方案在于：所述分频器包括分频器脊层，所述分频器脊层包括第一介质层，所述第一介质层的上表面形成有分频器金属化图形，分频器金属化图形包括两个印刷形成的金属输入段和两个印刷形成的金属输出段，所述输入段和输出段之间通过矩形金属连接盘连接到一起，且所述输入段和输出段分别位于所述矩形金属连接盘的四个角上，所述矩形金属连接盘上形成有三个矩形凹槽，矩形凹槽与矩形凹槽之间不连通且矩形凹槽内的介质层裸漏出；所述分频器金属化图形的周围形成有金属化圆盘。
9.进一步的技术方案在于：所述90
°
移相器包括90
°
移相器脊层，所述90
°
移相器脊层包括第一介质层，所述第一介质层的上表面形成有90
°
移相器金属化图形，所述90
°
移相器金属化图形包括印刷形成的金属输入段，所述输入段的一端与第一折弯部的一端连接，所述第一折弯部的另一端与第二折弯部的一端连接，所述第二折弯部的另一端与印刷形成的金属输出段的一端连接，所述输入段与所述第一折弯部的之间呈90
°
，所述第一折弯部与所述第二折弯部相互平行，且所述输入段与所述输出段在一条直线上；所述90
°
移相器金属化图形的周围形成有金属化圆盘。
10.进一步的技术方案在于：所述45
°
移相器包括45
°
移相器脊层，所述45
°
移相器脊层
包括第一介质层，所述第一介质层的上表面形成有45
°
移相器金属化图形，45
°
移相器金属化图形包括印刷形成的金属输入段，所述金属输入段与第三折弯部的一端连接，所述第三折弯部的另一端与印刷形成的金属输出段的一端连接，所述金属输入段与所述金属输出段平行设置，且所述第三折弯部与所述金属输入段垂直；所述45
°
移相器金属化图形的周围形成有金属化圆盘。
11.进一步的技术方案在于：所述毫米波巴特勒矩阵的输出端口连接有天线阵列层，所述顶层将所述脊层以及天线阵列层覆盖，所述天线阵列层包括若干个天线单元，所述天线单元包括介质层，所述介质层的上表面形成有正面天线单元，所述正面天线单元包括第一纵向矩形辐射片，所述第一纵向矩形辐射片的外侧连接有第二纵向矩形辐射片，所述第二纵向矩形辐射片的长度小于所述第一纵向矩形辐射片的长度；所述第二纵向矩形辐射片的外侧连接有与其垂直的第一横向矩形辐射片，所述第一横向矩形辐射片的外端连接有第二横向矩形辐射片，所述第一横向矩形辐射片与所述第二横向矩形辐射片之间的一侧连接有第三纵向矩形辐射片，所述第二横向矩形辐射片的端部形成有第四纵向矩形辐射片，所述第四纵向矩形辐射片的外侧形成有第五纵向矩形辐射片，且所述第二横向矩形辐射片与所述第五纵向矩形辐射片的中心相对设置，所述第五纵向矩形辐射片的外侧形成有第六纵向矩形辐射片，所述第六纵向矩形辐射片的长度小于所述第五纵向辐射片的长度；
12.所述介质层的下表面形成有背面天线单元，所述背面天线单元包括第七纵向矩形辐射片，所述第七纵向矩形辐射片的外侧连接有第三横向矩形辐射片，所述第三横向矩形辐射片的外侧连接有第四横向矩形辐射片，所述第三横向矩形辐射片与第四横向矩形辐射片的连接处形成有与其连接的第八纵向矩形辐射片，所述第四横向矩形辐射片的端部连接有第九纵向矩形辐射片。
13.采用上述技术方案所产生的有益效果在于：本技术所述网络的巴特勒矩阵中，首先，使用s11和7.35ghz带宽设计了一个宽带定向耦合器，s41《-15db，输出相位差为90.9
°±
1.62
°
。在金属rgw和prgw中与其他耦合器相比，它具有宽带和小相位差等优点。第二，带宽从26.8到33.9ghz的宽带分频器，回波损耗和隔离度优于14db，插入损耗优于0.5db。与其他相比，该设计体积小，并保持了较宽的带宽。第三，基于耦合线耦合器的宽带移相器概念采用相同技术设计，带宽为27至33.6ghz，回波损耗优于15db，输出相位差为45
°±2°
。所有开发的组件结合起来构建4
×
4butler矩阵和仿真，其中实现了21.25％的带宽，回波损耗和隔离度大于10db。巴特勒矩阵与设计的半对数周期天线阵列和同轴到prgw过渡相结合。产生的波束在中心频率处为
±
13
°
和
±
36
°
。
附图说明
14.下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
15.图1a是本发明实施例所述网络中宽带定向耦合器的脊层的结构示意图；
16.图1b是本发明实施例中所提出的prgw 3-db耦合器的s参数和输出端口之间的相位差；
17.图2a是本发明实施例中所述分频器的脊层的结构示意图；
18.图2b是本发明实施例中所述分频器的s参数图；
19.图3a是本发明实施例中移相器的脊层的结构示意图；
20.图3b是本发明实施例中移相器的s参数图；
21.图4是本发明实施例中所述毫米波巴特勒矩阵的脊层的结构示意图；
22.图5是本发明实施例中所述毫米波巴特勒矩阵的s参数(从端口1馈送)图；
23.图6是本发明实施例中所述毫米波巴特勒矩阵的s参数(从端口2馈送)图；
24.图7是本发明实施例中所述毫米波巴特勒矩阵的输入端口的每次激励的输出端口之间的相位差；
25.图8a是本发明实施例中天线阵列(辐射元件)、脊层(部分)和顶层(部分)的分解结构示意图；
26.图8b是本发明实施例中天线单元的正面结构示意图；
27.图8c是本发明实施例中天线单元的背面结构示意图；
28.图9是本发明实施例中天线阵列的s参数(从1端口馈电)图；
29.图10是从端口2以不同频率(28ghz、30ghz、32ghz)馈电时天线阵列的辐射模式图；
30.图11是本发明实施例中所述巴特勒矩形的原理框图；
31.其中：1、第一宽带定向耦合器；2、第二宽带定向耦合器；3、第一90
°
移相器；4、第一分频器；5、第二90
°
移相器；6、第三宽带定向耦合器；7、第四宽带定向耦合器；8、第一45
°
移相器；9、第二分频器；10、第二45
°
移相器；11、圆形金属连接盘；12、扇形凹槽；13、金属化圆盘；14、矩形金属连接盘；15、矩形凹槽；16、第一折弯部；17、第二折弯部；18、第三折弯部；19、第一纵向矩形辐射片；20、第二纵向矩形辐射片；21、第一横向矩形辐射片；22、第二横向矩形辐射片；23、第三纵向矩形辐射片；24、第四纵向矩形辐射片；25、第五纵向矩形辐射片；26、第六纵向矩形辐射片；27、第七纵向矩形辐射片；8、第三横向矩形辐射片；29、第四横向矩形辐射片；30、第八纵向矩形辐射片；31、第九纵向矩形辐射片；32、脊层；33、顶层；34、天线阵列层。
具体实施方式
32.下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
33.在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。
34.本发明公开了一种毫米波巴特勒矩阵波束成形网络，包括顶层33和脊层32，所述脊层32包括毫米波巴特勒矩阵，4
×
4巴特勒(butler)矩阵的组成部分是3-db耦合器、45
°
移相器和分频器，具体的，如图11和图4所示，所述毫米波巴特勒矩阵包括第一宽带定向耦合器1和第二宽带定向耦合器2，所述第一宽带定向耦合器1和第二宽带定向耦合器2上分别设置有两个输入端口，所述第一宽带定向耦合器1的一个输出端口与第一90
°
移相器3的输入端连接，所述第一宽带定向耦合器1的另一个输出端与第一分频器4的一个输入端连接，所述第二宽带定向耦合器2的一个输出端口与第二90
°
移相器5的输入端连接，所述第二宽带定向耦合器2的另一个输出端与第一分频器4的另一个输入端连接，所述第一90
°
移相器3的
输出端与第三宽带定向耦合器6的一个输入端连接，所述第一分频器4的一个输出端与所述第三宽带定向耦合器6的另一个输入端连接，所述第二90
°
移相器5的输出端与第四宽带定向耦合器7的一个输入端连接，所述第一分频器4的另一个输出端与所述第四宽带定向耦合器7的另一个输入端连接，所述第三宽带定向耦合器6的一个输出端经第一45
°
移相器8与第一个输出端口连接，所述第三宽带定向耦合器6的另一个输出端与第二分频器9的一个输入端连接，所述第二分频器9的一个输出端与第二个输出端口连接，所述第四宽带定向耦合器7的一个输出端经第二45
°
移相器10与第三个输出端口连接，所述第四宽带定向耦合器7的另一个输出端与第二分频器9的另一个输入端连接，所述第二分频器9的另一个输出端与第四个输出端口连接。
35.为了实现宽带巴特勒(bulter)矩阵，每个组件都应该是宽带且输出相位稳定。因此，本技术提出了应用脊间隙技术(ridge gap technology)在印刷电路板中设计了宽带组件。对于定向耦合器，常规的支线耦合器带宽相对较窄。在本技术中，引入修改以具有宽带宽、低幅度不平衡和低相位偏差。目标是构建合适的宽带巴特勒矩阵，使之实现20％带宽。所提出的耦合器比其他rgw和prgw耦合器具有更高的性能。关于分频器，它内置一层引导结构，并使用四分之三波长段，具有足够的设计变量，从而导致宽带性能。提出的分频器具有宽带宽度(≥20％)和紧凑的尺寸。但是，建议的设备尺寸比提出的要小得多(5.18λ0×
2.14λ0)。移相器是巴特勒矩阵和基于矩阵的波束成形网络中的关键部件。本专利设计了一种无源固定移相器，用于prgw技术。无源相位移相器已经在毫米波频段中实现了无关技术。该结构具有稳定的相位差，并且在36ghz附近具有20％的带宽。然而，由于一些辐射损耗，插入损耗约为0.7db。rgw90
°
移相器使用铁氧体材料，在30ghz附近带宽为16.67％，相位变化为10
°
。
36.耦合器设计取决于在正常支线耦合器的所有端口上添加四分之一波长的巴伦。耦合器的均匀和多维分析已被用于建立一个完整的电路模型。通过使两个耦合输出在两个点上相交，而不是在传统耦合器中只有一个点相交，可以实现这一目标。prgw的单元，其材料是roger rt 6002(εr＝2.94，tanδ＝0.0012)，带隙从22.3ghz到43.1ghz。图1a显示了耦合器的几何结构，显示了耦合器的尺寸。图1b显示了s参数和输出相位差。耦合器的输出振幅不平衡为3.38
±
0.43db，输出相位差为90.9
°±
1.62
°
，在工作频段(26.4-33.8ghz)上，输出损耗和隔离度优于15db。
37.如图1a所示，所述宽带定向耦合器包括耦合器脊层，耦合器脊层包括第一介质层，所述第一介质层上形成有耦合器金属化图形，所述耦合器金属化图形包括两个印刷形成的金属输入段和两个印刷形成的金属输出段，两个输入段和两个输入段通过印刷形成的圆形金属连接盘11连接到一起，两个输入段和两个输出段外侧的直径小于内侧的直径，所述连接盘的中心形成有两个扇形凹槽12，扇形凹槽12内的介质层裸漏出，两个扇形凹槽12之间通过连通部连通；所述输入段与输出段之间的连接盘的直径大于输入段与输入段之间连接盘的直径并大于输出段与输出段之间连接盘的直径，所述耦合器金属化图形的周围形成有金属化圆盘13。
38.所提出的耦合器设计依赖于在普通支线耦合器的所有端口添加四分之一波长巴伦。所提出的耦合器的偶数和奇数分析已被用于构建完整的电路模型。之后，遗传算法为用于获得所提出的耦合器的最佳参数，其中目标函数是在宽频带上具有低幅度不平衡性。这
是通过使两个耦合输出在两点相交而不是传统耦合器中只有一个点相交来实现的。最后，提出的耦合器是在prgw技术中设计的，并使用计算机进行仿真prgw的晶胞，其中材料是roger rt 6002(εr＝2.94，tanδ＝0.0012)，带隙为22.3-43.1ghz。图1a)显示了耦合器的几何形状，表i显示了耦合器的尺寸。对于s参数，仿真结果如图1b)所示和输出p有差异。所提出的耦合器的输出幅度不平衡为-3.38
±
0.43db，输出相位差为90.9
°±
1.62
°
。在工作频段(26.4至33.8ghz)回波损耗和隔离度优于15db)。
39.表1所提出的3db耦合器的尺寸
40.parameterw
linewmatch
l
match
value(mm)1.381.5823.14parameterr
centerwring1wring1
value(mm)1.7531.5953.05
41.所提出的耦合器是平面的，具有宽带、低插入损耗和低幅度不平衡性。此外，它兼容pcb技术。与其他在金属和印刷rgw中的工作相比，所提出的耦合器具有最宽的带宽24.5％，它的相位误差(
±
1.62
°
)。
42.如图2b所示，所述分频器包括分频器脊层，所述分频器脊层包括第一介质层，所述第一介质层的上表面形成有分频器金属化图形，分频器金属化图形包括两个印刷形成的金属输入段和两个印刷形成的金属输出段，所述输入段和输出段之间通过矩形金属连接盘14连接到一起，且所述输入段和输出段分别位于所述矩形金属连接盘14的四个角上，所述矩形金属连接盘14上形成有三个矩形凹槽15，矩形凹槽15与矩形凹槽15之间不连通且矩形凹槽15内的介质层裸漏出；所述分频器金属化图形的周围形成有金属化圆盘13。
43.所得分频器的带宽受3-db耦合器带宽的限制。在这项工作中，四分之三波长部分级联以获得更多设计变量和实现宽带性能的能力。提出的分频器是在prgw技术中设计的。几何形状如图2a所示，其尺寸在表ii中。实现了26.8至33.9ghz(23.4％)的带宽，回波损耗和隔离度优于14db。此外，插入损耗在整个带宽上优于0.5db，如图2b所示。
44.表2 prgw分频器的尺寸
45.parameterw
line
w1w2w3value(mm)1.381.561.490.52parameterw4l1l2l3value(mm)1.233.653.653.65
46.所提出的分频器具有平面结构，尺寸紧凑(1.1λ0
×
0.5λ0)和宽带宽，带宽为13.33％，尺寸为1.5λ0×
1.5λ0。
47.如图3a所示，所述90
°
移相器包括90
°
移相器脊层，所述90
°
移相器脊层包括第一介质层，所述第一介质层的上表面形成有90
°
移相器金属化图形，所述90
°
移相器金属化图形包括印刷形成的金属输入段，所述输入段的一端与第一折弯部16的一端连接，所述第一折弯部16的另一端与第二折弯部17的一端连接，所述第二折弯部17的另一端与印刷形成的金属输出段的一端连接，所述输入段与所述第一折弯部16之间呈90
°
，所述第一折弯部16与所述第二折弯部17相互平行，且所述输入段与所述输出段在一条直线上；所述90
°
移相器金属化图形的周围形成有金属化圆盘13。
48.所述45
°
移相器包括45
°
移相器脊层，所述45
°
移相器脊层包括第一介质层，所述第
一介质层的上表面形成有45
°
移相器金属化图形，45
°
移相器金属化图形包括印刷形成的金属输入段，所述金属输入段与第三折弯部18的一端连接，所述第三折弯部18的另一端与印刷形成的金属输出段的一端连接，所述金属输入段与所述金属输出段平行设置，且所述第三折弯部18与所述金属输入段垂直；所述45
°
移相器金属化图形的周围形成有金属化圆盘13。
49.移相器的设计基于具有端口2和3相互连接的耦合线耦合器。这给出了一个只有两个端口的设备，在输入和输出端口之间有一个相移。分析关于一个90
°
移相器，给出了一个schiffman移相器。设计一个标准4
×
4butler矩阵的45
°
移相器，因此使用耦合线耦合器的分析确定耦合长度的初始值和耦合系数以产生宽带45
°
相移。结构如图3a所示，尺寸列于表iii中。所得的s参数和输出相位差如图3(b)所示。所提出的移相器具有27至33.6ghz的宽带宽，输出相移为45
°±2°
，回波损耗优于15db，s21＞-0.4db。
50.表3移相器的尺寸
51.parameterw
linewline2
w1w2w3value(mm)1.381.351.491.280.88parameterw4l1l2s value(mm)1.45.9910.640.15 52.所提出的butler矩阵的几何结构如图4所示。关键点是几何长度和所需相位的一致性。表4显示了butler矩阵的参数引导输出端口，它们之间的间隔相等。
53.表4巴特勒矩阵结构的尺寸
54.parameterl
cp
l
pn
l
cc
l
cx
l
xt
lcvalue(mm)6.112.7319.786.510.959.88parameterl
o1
l
o2
l
o3
l
ohwx
dvalue(mm)9.816.854.244.643.656
55.图5和图6分别显示了来自端口1和2的激励的巴特勒矩阵的s参数。输入端口的每个激励的输出端口之间的输出相位差如图7所示。提出的巴特勒矩阵与其他报道的巴特勒矩阵相比，它具有许多优势，因为它在30ghz附近具有21.25％的宽带宽。在整个频段上幅度不平衡约为
±
1.6db。从端口1和端口4馈送时，相位误差约为
±
10
°
在整个频带上。从端口2和3馈电时的相位误差在28至33ghz的频率范围内在
±
10
°
内，而在27至28ghz的频率范围内相位误差更高。
56.所述顶层33位于所述脊层32的上侧，所述顶层33包括第二介质层，所述第二介质层的上表面形成有第一金属层。所述脊层32的背面(第一介质层背面)形成有第二金属层，所述第二金属层通过金属化过孔与金属化圆盘连接。
57.如图8a-8c所示，所述毫米波巴特勒矩阵的输出端口连接有天线阵列层34，所述顶层33将所述脊层以及天线阵列层覆盖，所述天线阵列层34包括若干个天线单元，所述介质层的上表面形成有正面天线单元，所述正面天线单元包括第一纵向矩形辐射片19，所述第一纵向矩形辐射片19的外侧连接有第二纵向矩形辐射片20，所述第二纵向矩形辐射片20的长度小于所述第一纵向矩形辐射片19的长度；所述第二纵向矩形辐射片20的外侧连接有与其垂直的第一横向矩形辐射片21，所述第一横向矩形辐射片21的外端连接有第二横向矩形辐射片22，所述第一横向矩形辐射片21与所述第二横向矩形辐射片22之间的一侧连接有第
三纵向矩形辐射片23，所述第二横向矩形辐射片22的端部形成有第四纵向矩形辐射片24，所述第四纵向矩形辐射片24的外侧形成有第五纵向矩形辐射片25，且所述第二横向矩形辐射片22与所述第五纵向矩形辐射片25的中心相对设置，所述第五纵向矩形辐射片25的外侧形成有第六纵向矩形辐射片26，所述第六纵向矩形辐射片26的长度小于所述第五纵向辐射片25的长度；
58.所述介质层的下表面形成有背面天线单元，所述背面天线单元包括第七纵向矩形辐射片27，所述第七纵向矩形辐射片27的外侧连接有第三横向矩形辐射片28，所述第三横向矩形辐射片28的外侧连接有第四横向矩形辐射片29，所述第三横向矩形辐射片28与第四横向矩形辐射片29的连接处形成有与其连接的第八纵向矩形辐射片30，所述第四横向矩形辐射片29的端部连接有第九纵向矩形辐射片31。
59.使用roger rt 6002(εr＝2.94,tanδ＝0.0012)实现半对数周期偶极子天线的修改版本，厚度为0.254毫米，铜包层为0.017毫米。天线的几何形状prgw输入如图8所示。天线设计在由4
×
4butler矩阵馈送的四个单元阵列内。使用两个虚拟天线元件，使所有阵列元件具有对称的辐射方向图。它们连接到开放端传输线，由于天线之间的耦合很小(≤-24db)，反射来自它们的功率对辐射图的影响可以忽略不计。此外，在天线元件之间引入了矩形切口以潜在地减少它们之间的耦合。天线阵列的模拟s参数如图9所示，用于端口1的激励。不同频率下的辐射方向图如图10所示，其中3-db波束宽度范围从27ghz的117
°
到33ghz的92
°
。
60.本技术中首先，使用s11和7.35ghz带宽设计了一个宽带定向耦合器，s41《-15db，输出相位差为90.9
°±
1.62
°
。在金属rgw和prgw中与其他耦合器相比，它具有宽带和小相位差。第二，带宽从26.8到33.9ghz的宽带分频器，回波损耗和隔离度优于14db，插入损耗优于0.5db。与其他相比，该设计体积小，并保持了较宽的带宽。第三，基于耦合线耦合器的宽带移相器概念采用相同技术设计，带宽为27至33.6ghz，回波损耗优于15db，输出相位差为45
°±2°
。所有开发的组件结合起来构建4
×
4butler矩阵和仿真，其中实现了21.25％的带宽，回波损耗和隔离度大于10db。巴特勒矩阵与设计的半对数周期天线阵列和同轴到prgw过渡相结合。产生的波束在中心频率处为
±
13
°
和
±
36
°
。