可重构电荷泵的高精度电压转换比搜寻电路及电荷泵系统

1.本发明涉及电子技术领域，具体涉及一种可重构电荷泵的高精度电压转换比搜寻电路及电荷泵系统。


背景技术：

2.针对物联网电子设备的小尺寸需求，通过单电压缩放提供多个电压域的全集成电源转换器成为了业界流行的片上电源解决方案。soc(system-on-a-chip、片上系统)需要片上电源能在小面积中产生更多和更高效率的电压域，而具有大量vcr(voltage conversion ratio、电压转换比)的可重构电荷泵因其能在较大输出范围内保持高效率，成为了片上电源的发展趋势。然而，随着vcr的增多，电荷泵的输出电压域和电压分辨率也增加，但也导致搜寻最优vcr(输出电压最接近参考电压的vcr)的时间变长，负载瞬态响应变差。因此当soc负载电流剧烈变动时，最优vcr搜索时间过长，上冲/下冲电压使soc长时间工作在非理想状态，导致性能降低甚至故障。换句话说，vcr数量(关乎电荷泵的效率和电压调节能力)和负载瞬态响应存在权衡。因此可重构电荷泵的快速搜寻电压转换比技术是一个值得研究的命题。
3.当前主流的最优vcr搜寻方法有feedback/feedforward control(前馈/反馈控制)、binary search(二进制搜寻)、fors(fast optimum ratio searching、快速搜寻最优转换比)三种方法。feedback/feedforward方法需要一个分压网络，面积开销大，且需多次采样输出电压，迭代搜寻最优vcr，搜寻速度慢。binary search方法尽管消除了分压网络的开销，但仍需多次采样输出电压，搜寻速度慢的问题尚未解决。fors方法通过评估上冲/下冲电压大小来搜寻最优vcr，该方法不需要分压网络且减少了采样次数，但fors的搜寻精度较差，仍需通过最小vcr步长迭代搜寻vcr，未完全解决最优vcr搜寻速度慢的问题。本发明创造针对现有可重构电荷泵的最优vcr搜寻速度慢的问题进行改良，通过提高最优vcr搜寻速度，从而改善负载瞬态响应。
4.论文《a fully integrated asymmetrical shunt switched-capacitor dc
–
dc converter with fast optimum ratio searching scheme for load transient enhancement》提出的fors方法的工作原理为：通过采样输出电压v
out
与参考电压v
ref
，存放在电容c1和c2中，并与阈值电压为v
th
的nmos管和阻值为r的电阻采用源极负反馈接法，形成电流源和通过误差电压-时间转换(δvtc)电路使用两电流源对容值大小c
p
为的寄生电容c
p1
和c
p2
放电。两寄生电容的电压为异或门xor的输入端，由于两电容放电速度不一样，因此电容电压下降至xor的开启电压v
open
的时间也不一样，使得xor的输出enc的维持时间δt正比于δv。通过使用周期为t
32
的时钟信号clk
32
将δt量化为8位数字编码k[7:0]，k[7:0]为当前vcr相较于最优vcr的误差vcr，根据k[7:0]和当前vcr则可搜寻到最优vcr，其中k[7:0]的表达式为式1所示：
[0005][0006]
从式1可知，fors方法搜寻到的误差vcr k[7:0]与δv成正比，但其还受参考电压和输出电压大小影响，导致k[7:0]存在较大误差，不能精确搜寻最优vcr。这导致了fors方法只能粗调vcr，还需要使用最小vcr步长进一步细调vcr，因此限制了最优vcr的搜寻速度。
[0007]
同时，为保证系统稳定，fors方法使用固定频率的时钟信号更新vcr，这导致了fors方法搜寻到的vcr不能及时调节电荷泵，进一步降低最优vcr搜寻速度。fors方法相较于feedback/feedforward control、binary search方法具有更快的搜寻速度和更小的面积开销，但其较差的搜寻精度极大地限制了搜寻速度，导致较差的瞬态响应；因此可通过提高搜寻精度，减少采样次数，从而提高搜寻速度，改善瞬态响应。


技术实现要素：

[0008]
本发明的目的是提供一种可重构电荷泵的高精度电压转换比搜寻电路及电荷泵系统，用以解决现有fors方法最优vcr搜寻精度低，导致搜寻速度慢的问题。
[0009]
为了实现上述任务，本发明采用以下技术方案：
[0010]
一种可重构电荷泵的高精度电压转换比搜寻电路，包括依次连接的采样保持电路、高精度误差电压-时间转换器、时间-数字信号转换器以及反码产生电路，其中：
[0011]
所述高精度误差电压-时间转换器包括参考信号v
ref
，时钟信号clk
cmp
、时钟信号clk
250m
，脉冲信号ts、电流源i
dc1
和电流源i
dc2
、比较器cmp1和比较器cmp2、同或门xnor1和xnor2、反相器inv3和inv4、与门and1和and2、d触发器d1、输出端adt和sent，其中：
[0012]
所述采样保持电路的输出端v
c1
分别连接电流源i
dc1
和比较器cmp1的负输入端，参考信号v
ref
连接比较器cmp1和比较器cmp2的正输入端，时钟信号clk
cmp
连接比较器cmp1和比较器cmp2的使能端，比较器cmp1的输出端v
cmp1
、比较器cmp2的输出端v
cmp2
连接同或门xnor1的输入端；采样保持电路的输出端v
c2
分别连接电流源i
dc2
和比较器cmp2的负输入端；同或门xnor1的输出端dt分别连接与门and1的输入端和反相器inv3的输入端，脉冲信号ts连接反相器inv4的输入端，反相器inv4的输出连接与门and1的输入端，与门and1的输出为输出端adt；反相器inv3的输出端分别连接d触发器d1的数据输入端、同或门xnor2的输入端、与门and2的输入端，时钟信号clk
250m
连接d触发器d1的时钟输入端，d触发器d1的输出端连接同或门xnor2的输入端，同或门xnor2的输出端连接与门and2的输入端，与门and2的输出为输出端sent。
[0013]
进一步地，所述采样保持电路包括输出电压v
out
、脉冲信号ts、电容c1、电容c2、传输门t1、传输门t2、反相器inv1、反相器inv2、输出端v
c1
和v
c2
，其中：
[0014]
传输门t1和传输门t2的输入端分别连接输出电压v
out
，脉冲信号ts分别连接传输门t1和传输门t2的正控制端、反相器inv1和反相器inv2输入端；反相器inv1的输出端连接传输门t1的负控制端，传输门t1的输出端连接至电容c1的上极板和输出端v
c1
；反相器inv2的输出端连接传输门t2的负控制端，传输门t2的输出端连接至电容c2的上极板和输出端v
c2
；c1、c2的下极板接地。
[0015]
进一步地，所述时间-数字信号转换器包括时钟信号clk
250m
、脉冲信号ts、与门
and3、计数器counter和输出端k[5:0]，其中：
[0016]
所述输出端adt和时钟信号clk
250m
连接与门and3的输入端，与门and3的输出count连接计数器counter的时钟输入端，脉冲信号ts连接counter的清零端，counter的输出为输出端k[5:0]。
[0017]
进一步地，所述反码产生电路包括输入端k[000001]、六位反相器inv
6-bit
、加法器adder1、输出端k*[5:0]，其中：
[0018]
所述输出端k[5:0]连接六位反相器inv
6-bit
的输入端，inv
6-bit
的输出和输入端k[000001]连接加法器adder1的输入端，加法器adder1的输出为输出端k*[5:0]。
[0019]
一种可快速搜寻电压转换比的电荷泵系统，包括所述可重构电荷泵的高精度电压转换比搜寻电路haors、状态检测模块、最优vcr产生模块、时钟产生模块和rsc电荷泵；其中：
[0020]
电路haors、状态检测模块的输出作为最优vcr产生模块的输入，最优vcr产生模块的输出连接rsc电荷泵；时钟产生模块为电路haors、rsc电荷泵提供时钟信号。
[0021]
进一步地，所述状态检测模块包括电压跟随电路vf、比较器cmp3、cmp4和cmp5，同或门xnor3、与门and4，输入端sent、参考信号v
ref
、输出电压端v
out
，输出端u/d和vcr
renew
，其中：
[0022]
参考信号v
ref
连接电压跟随电路vf的输入端，vf的输出为电压参考高输出v
refh
、电压参考低输出v
refl
和电压基准输出v
refo
；v
refh
连接比较器cmp3的正输入端，v
out
连接比较器cmp3、比较器cmp4、比较器cmp5的负输入端,比较器cmp3的输出为v
cmp3
；v
refl
连接比较器cmp4的正输入端，比较器cmp4的输出为v
cmp4
；v
cmp3
和v
cmp4
连接同或门xnor3的输入端，同或门xnor3输出ens；ens和输入端sent连接与门and4，与门and4的输出为vcr
renew
；v
refo
连接比较器cmp5的正输入端，比较器cmp5的输出为输出端u/d。
[0023]
进一步地，所述最优vcr产生模块包括数据选择器、加法器adder2、电压转换比寄存器、输出端vcr[5:0]，其中：
[0024]
所述haors电路的输出端k[5:0]和k*[5:0]分别连接数据选择器的1输入端和0输入端，状态监测模块的输出端u/d连接数据选择器的信号控制端，数据选择器的输出为δvcr[5:0]；δvcr[5:0]和vcr[5:0]连接加法器adder2的输入端，adder2的输出为vcr
next
[5:0]；vcr
next
[5:0]连接电压转换比寄存器的输入端，状态检测模块的输出vcr
renew
连接电压转换比寄存器的时钟输入端，电压转换比寄存器的输出为vcr[5:0]。
[0025]
进一步地，所述时钟产生模块用于输出时钟信号，包括时钟信号clk
250m
、脉冲信号ts、时钟比较信号clk
cmp
、时钟控制信号clk
sw
；其中：
[0026]
时钟信号clk
250m
用于时间-数字信号转换器和高精度误差电压-时间转换器，脉冲信号ts分别用于采样保持电路、高精度误差电压-时间转换器、时间-数字信号转换器；时钟比较信号clk
cmp
用于高精度误差电压-时间转换器，时钟控制信号clk
sw
连接rsc电荷泵的时钟输入端。
[0027]
进一步地，所述最优vcr产生模块的输出vcr[5:0]连接rsc电荷泵的输入端，时钟控制信号clk
sw
连接rsc电荷泵的时钟输入端，rsc电荷泵的输出为输出电压v
out
。
[0028]
与现有技术相比，本发明具有以下技术特点：
[0029]
现有可重构电荷泵电压转换比搜寻方法存在速度慢的问题，本发明技术方案通过高精度最优电压转换比搜寻电路，提高最优vcr的搜寻精度，从而加快了搜寻速度，解决了
上述问题，实现了可重构电荷泵瞬态响应的改善。
附图说明
[0030]
图1为本发明提出的可重构电荷泵的高精度电压转换比搜寻电路；
[0031]
图2为aδvtc电路工作时序图，其中(a)为v
out
小于v
ref
情况，(b)为v
out
大于v
ref
情况；
[0032]
图3为高精度搜寻电压转换比的可重构电荷泵系统；
[0033]
图4为aδvtc电路与δvtc电路量化电压误差仿真结果对比；
[0034]
图5为haors电路各信号时序仿真图；
[0035]
图6为搜寻过程中vcr的时序仿真图；
[0036]
图7为采用fors方案和haors电路的电荷泵系统仿真结果；
[0037]
图8为采用fors方案和haors电路的电荷泵系统在负载电流变化δiload情况下负载瞬态恢复时间对比。
具体实施方式
[0038]
针对背景技术中提出的现有技术所存在的问题，明确了fors方法搜寻精度低，需多次迭代搜寻最优vcr，导致搜寻速度慢。因此，为了获得更快的最优vcr搜寻速度，需要提高vcr搜寻电路的精度。
[0039]
1.可重构电荷泵的高精度电压转换比搜寻电路
[0040]
本发明提供了一种可重构电荷泵的haors(high accuracy optimum ratio searching、高精度最优电压转换比搜寻)电路，其可快速和精准预测误差vcr，实现快速搜寻电荷泵的最优vcr；haors电路如图1所示，其包括采样保持(s/h)电路，高精度误差电压-时间转换器(aδvtc)，时间-数字信号转换器(tdc)和反码产生(negator)电路，其中：
[0041]
1.1采样保持(s/h)电路
[0042]
采样保持(s/h)电路包括输出电压v
out
、脉冲信号ts、电容c1、电容c2、传输门t1、传输门t2、反相器inv1、反相器inv2、输出端v
c1
和v
c2
，其中：
[0043]
传输门t1和传输门t2的输入端分别连接输出电压v
out
，脉冲信号ts分别连接传输门t1和传输门t2的正控制端、反相器inv1和反相器inv2输入端；反相器inv1的输出端连接传输门t1的负控制端，传输门t1的输出端连接至电容c1的上极板和输出端v
c1
；反相器inv2的输出端连接传输门t2的负控制端，传输门t2的输出端连接至电容c2的上极板和输出端v
c2
；c1、c2的下极板接地。
[0044]
1.2高精度误差电压-时间转换器(aδvtc)
[0045]
高精度误差电压-时间转换器包括参考信号v
ref
，时钟信号clk
cmp
、时钟信号clk
250m
(250m的时钟信号)，脉冲信号ts、电流源i
dc1
和电流源i
dc2
、比较器cmp1和比较器cmp2、同或门xnor1和xnor2、反相器inv3和inv4、与门and1和and2、d触发器d1、输出端adt和sent，其中：
[0046]
s/h电路的输出端v
c1
分别连接电流源i
dc1
和比较器cmp1的负输入端，参考信号v
ref
连接比较器cmp1和比较器cmp2的正输入端，时钟信号clk
cmp
连接比较器cmp1和比较器cmp2的使能端，比较器cmp1的输出端v
cmp1
、比较器cmp2的输出端v
cmp2
连接同或门xnor1的输入端；s/h电路的输出端v
c2
分别连接电流源i
dc2
和比较器cmp2的负输入端；同或门xnor1的输出端dt分
别连接与门and1的输入端和反相器inv3的输入端，脉冲信号ts连接反相器inv4的输入端，反相器inv4的输出连接与门and1的输入端，与门and1的输出为输出端adt；反相器inv3的输出端分别连接d触发器d1的数据输入端、同或门xnor2的输入端、与门and2的输入端，时钟信号clk
250m
连接d触发器d1的时钟输入端，d触发器d1的输出端连接同或门xnor2的输入端，同或门xnor2的输出端连接与门and2的输入端，与门and2的输出为输出端sent。
[0047]
1.3时间-数字信号转换器(tdc)
[0048]
时间-数字信号转换器(tdc)包括时钟信号clk
250m
、脉冲信号ts、与门and3、计数器counter和输出端k[5:0]，其中：
[0049]
所述输出端adt和时钟信号clk
250m
连接与门and3的输入端，与门and3的输出count连接计数器counter的时钟输入端，脉冲信号ts连接counter的清零端，counter的输出为输出端k[5:0]。
[0050]
1.4反码产生(negator)电路
[0051]
反码产生(negator)电路包括输入端k[000001]、六位反相器inv
6-bit
、加法器adder1、输出端k*[5:0]，其中：
[0052]
所述输出端k[5:0]连接六位反相器inv
6-bit
的输入端，inv
6-bit
的输出和输入端k[000001]连接加法器adder1的输入端，加法器adder1的输出为输出端k*[5:0]。
[0053]
上述haors电路的工作过程如下：
[0054]
在s/h电路中，根据固定周期的短脉冲信号ts开启传输门t1和t2，采样输出电压v
out
存放在c1和c2，并输出到aδvtc电路中，作为比较器cmp1和cmp2的输入端。
[0055]
在aδvtc中，在ts信号变为低电平后，传输门t1和t2关闭，电流源i
dc1
对c1充电、i
dc2
对c2放电；此时c1电压v
c1
上升，c2电压v
c2
下降，并通过cmp1和cmp2检测v
c1
和v
c2
与参考电压v
ref
的相对大小，并输出v
cmp1
和v
cmp2
。
[0056]
图2的(a)为aδvtc在v
out
小于v
ref
情况下的时序图。在ts时刻，v
cmp1
和v
cmp2
均为高电平，同或门xnor1输出dt高电平。c1电压v
c1
由于电流源i
dc1
充电持续上升，当v
c1
大于v
ref
后，v
cmp1
输出低电平，因此同或门xnor1的输出dt变为低电平；当dt取ts低电平有效，可产生信号adt，其中输出端adt的高电平维持时间为δt，δt与δv成正比。
[0057]
类似的，图2的(b)为aδvtc在v
out
大于v
ref
情况下的时序图。在ts时刻，v
cmp1
和v
cmp2
均为低电平，同或门xnor1输出dt高电平。c2电压v
c2
由于电流源i
dc2
放电持续下降，当v
c2
小于v
ref
后，v
cmp2
输出低电平，因此同或门xnor1的输出dt变为低电平，因此dt取ts低电平有效，在adt输出端产生信号adt，其中信号adt的高电平维持时间为δt，δt与δv成正比。
[0058]
其中δt的表达式为：
[0059][0060]
其中i
dc
为电流源i
dc1
和电流源i
dc2
的电流大小，c为电容c1、电容c2的容值。
[0061]
为获得更快的负载瞬态响应，通过输出端dt输出信号dt的下降沿，并输出信号sent并作为电荷泵更新vcr(voltage conversion ratio、电压转换比)的触发信号；通过使用d触发器d1产生dt的延时信号，通过同或门xnor2检测上/下升延，当xnor2的输出在dt低电平有效时，可实现dt信号下降沿的检测；sent信号可实现在haors电路搜寻最优转换比完毕后，电荷泵马上被设置为新的vcr，从而加强瞬态响应。
[0062]
在tdc中，每次搜寻最优vcr前通过ts信号清零counter，以获得更精确的搜寻值。同时，在adt信号高电平有效时，通过时钟为clk
250m
的计数器counter对与门and3的输出信号count计数，以量化维持时间δt为6位数字代码k[5:0]，k[5:0]代表着vcr差值，其中clk
250m
的周期为t
250m
。可求得计数器counter输出端k[5:0]输出的数字代码k[5:0]为：
[0063][0064]
从式3可看到，k[5:0]与电压差δv成正比。
[0065]
相较于fors方法，haors电路不受输出电压和参考电压的影响，提供更准确的vcr差值。
[0066]
在negator中，通过六位反相器inv
6-bit
对k[5:0]进行取反，并使用加法器实现与输入端k[000001]的信号k[000001]相加，以在输出端k*[5:0]获得k[5:0]的负数k*[5:0]；因此可以通过对当前vcr加上k[5:0]或k*[5:0]，实现最优vcr的搜寻。
[0067]
2.可快速搜寻电压转换比的电荷泵系统
[0068]
在上述技术方案的基础上，以haors电路为核心，可以设计出图3所示的可快速搜寻电压转换比的电荷泵系统，其包括haors电路、状态检测模块(sd，state detect scheme)、最优vcr产生模块(optimum vcr generator)、时钟产生模块(clk generator、clock generator)和6级rsc电荷泵(6-stage rsc charge pump)，其中：
[0069]
2.1haors电路
[0070]
haors电路的电路在前述内容中已经介绍，其包括采样保持(s/h)电路、高精度误差电压-时间转换器(aδvtc)、时间-数字信号转换器(tdc)和反码产生(negator)电路；haors电路的输入端有：ts、clk
cmp
、v
ref
、clk
250m
、k[000001]、v
out
；输出端有：sent、k[5:0]和k*[5:0]；其中：
[0071]vout
和ts连接s/h电路的输入端，s/h电路的输出为v
c1
和v
c2
。v
c1
和v
c2
连接aδvtc的输入端，ts、clk
cmp
、v
ref
连接aδvtc的输入端，aδvtc的输出为adt。adt连接tdc的输入端，clk
250m
连接tdc的输入端，tdc的输出为k[5:0]。k[5:0]连接negator电路的输入端，k[000001]连接negator电路的输入端，negator电路的输出为k*[5:0]。
[0072]
2.2状态检测模块(sd，state detect scheme)
[0073]
状态检测模块(sd，state detect scheme)包括电压跟随电路(vf，voltage following circuit)、比较器cmp3、cmp4和cmp5，同或门xnor3、与门and4，输入端sent、参考信号v
ref
、输出电压端v
out
，输出端u/d和vcr
renew
，其中：
[0074]vref
连接电压跟随电路vf的输入端，vf的输出为电压参考高输出v
refh
、电压参考低输出v
refl
和电压基准输出v
refo
；v
refh
连接比较器cmp3的正输入端，v
out
连接比较器cmp3、比较器cmp4、比较器cmp5的负输入端,比较器cmp3的输出为v
cmp3
；v
refl
连接比较器cmp4的正输入端，比较器cmp4的输出为v
cmp4
；v
cmp3
和v
cmp4
连接同或门xnor3的输入端，同或门xnor3输出ens；ens和输入端sent连接与门and4，与门and4的输出为vcr
renew
；v
refo
连接比较器cmp5的正输入端，比较器cmp5的输出为输出端u/d。
[0075]
2.3最优vcr产生模块(optimum vcr generator)
[0076]
最优vcr产生模块(optimum vcr generator)包括数据选择器(data selector)、加法器adder2、电压转换比寄存器(vcr reg、voltage conversion ratio register)、输出
pump的vcr控制。
[0088]
对比实验一
[0089]
aδvtc可以精确地获得与电压差δv成正比的时域信号δt，从而提高最优vcr的搜寻精度。图4为在参考电压v
ref
为1.2v，及输出电压v
out
在0.05v～3.1v情况下，aδvtc与fors方案中的δvtc在cadence软件上的仿真结果对比，以测试aδvtc和δvtc量化δv为δt的精度。
[0090]
根据仿真结果，aδvtc能精确量化电压差值δv为adt信号的维持时间δt，且能在大范围δv内仍然保持高精度。而δvtc电路仅能在小范围内保持精度，且在输出电压大于和小于参考电压的两种情况存在较大差别，这导致了fors电路的精度较低，需多次搜寻vcr且仅能用于粗调，限制了搜寻速度。
[0091]
仿真实验一
[0092]
图5和图6为采用haors电路的电荷泵系统在负载瞬态后，搜寻最优转换比过程的仿真结果，其中图5为haors电路各信号时序仿真图、图6为电荷泵的vcr时序仿真图。其中输出电容均为5nf，负载电流i
load
设置为0～6.2μs为1ma、6.2μs后为30ma，仿真haors模块在负载瞬态后精确搜寻最优vcr的过程。
[0093]
在6.2μs时负载电流从1ma变为30ma，如图5所示输出电压v
out
发生下冲，在ts脉冲高电平时，采样输出电压v
out
，存放在c1和c2，因此ts高电平时，存在v
c1
＝v
c2
＝v
out
。在ts信号低电平时，电流源对电容c1和c2分别充电和放电，于是v
c1
上升，v
c2
下降，此时adt信号高电平。在v
c1
》v
ref
后，adt信号转为低电平，其中adt的高电平维持时间为δt，δt正比于输出电压和参考电压的差值δv。信号adt输出至tdc中，通过clk
250m
量化adt的高电平维持时间δt为count脉冲信号，通过对count计数产生vcr误差k[5:0]。
[0094]
如图6所示电荷泵系统可使用haors方法搜寻最优vcr，在该仿真中电荷泵的vcr从010111变为011111。在vcr改变后，输出电压恢复到原来电平。该电荷泵系统可通过调整vcr来实现负载瞬态恢复。
[0095]
对比实验二
[0096]
图7为使用fors方案和haors方案的电荷泵系统在cadence软件上的仿真结果对比，其中输出电容均为5nf，负载电流i
load
设置为0～6.2μs为1ma、6.2～9.2μs为30ma、9.2μs后为1ma，测试电荷泵系统在负载瞬态后输出电压恢复到参考电压的时间。
[0097]
对于fors方案，当负载电流i
load
从1ma变为30ma时，输出电压下冲430mv，通过调节fors电路参数可以实现采样一次搜寻最优的vcr，但由于采取固定脉冲更新电荷泵vcr，其恢复时间比haors方案长。且由于fors精度不高，在输出电压上冲430mv时，不能精确搜寻最优vcr，需要多次使用fors电路粗调vcr，然后使用最小步长细调vcr。
[0098]
在面临相同的下冲与上冲，haors方案能精确搜寻最优vcr，从而缩短了。在下冲时恢复时间缩短至0.7μs，上冲时缩短至0.8μs，实现了更好的瞬态响应。
[0099]
对比实验三
[0100]
图8为使用fors方案和haors方案的电荷泵系统在负载瞬态电流变化δi
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在5ma～80ma的情况下，负载瞬态恢复时间在cadence软件上的仿真结果对比，其中输出电容均为5nf，负载电流i
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设置为0～6.2μs为1ma、6.2μs后为30ma，测试电荷泵系统在负载瞬态后输出电压恢复到参考电压的时间。
[0101]
可看到δi
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在5ma～80ma的情况下，haors方案的恢复时间远小于fors方案。因其能高精度预测最佳vcr，所以仅需采样一次输出电压即可搜寻到最佳vcr，所以负载瞬态恢复时间能保持在1μs以内，相较于fors方案在瞬态响应上具有很大改善。
[0102]
以上实施例仅用以说明本技术的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本技术进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本技术各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本技术的保护范围之内。