一种Z源谐振型双路恒流输出网络及其变换器扩展方法

一种z源谐振型双路恒流输出网络及其变换器扩展方法
技术领域
1.本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种z源谐振型双路恒流输出网络，还包括一种z源谐振型单开关多路恒流输出变换器的拓展方法，适用于电力电子等领域。


背景技术：

2.随着环境污染、全球能源短缺等问题的日益严重，全世界越来越重视节能环保。国际能源机构调查表明，全球超过20％的电能用于照明。目前，led已被广泛运用于led显示屏、交通信号灯、汽车用灯、液晶屏背光源、通用照明等诸多领域中，具有良好的市场应用和发展前景。
3.由于led受本身特性及制造工艺限制，单颗led灯珠功率一般很小，在零点几瓦到几瓦之间。在许多高照明场合，需要很多颗led灯珠实现大功率输出。此时为了提高整个电路的可靠性以及寿命，一般采用led灯珠多串并联的方式，但是由于led正向压降的离散性、非线性的伏安特性以及负温度系数的特点，正向压降大、温度高的led串会流过更大的电流，长期流过各串led的电流不平衡会影响led的寿命及可靠性。因此为了保证led串的电流平衡，研究多路均流输出的变换器具有重要意义。
4.目前led均流的方法主要分为有源均流和无源均流。有源均流分为：线性模式和开关模式两种模式。线性模式是利用线性调节器进行支路限流，效率较低；开关模式需要利用多个开关与控制回路分别对各支路进行控制，体积大，成本大。
5.无源均流是利用电阻、均流变压器、电感、电容等无源器件实现各支路均流。电阻式无源均流方案精度不高，且效率较低；利用均流变压器均流或电感均流体积较大，功率密度不高。而利用电容实现无源均流不仅控制简单，还具有体积小、效率高、精度高等优点。


技术实现要素：

6.本发明的目的在于针对现有技术存在的上述问题，提供一种z源谐振型双路恒流输出网络，还提供一种z源谐振型单开关多路恒流输出变换器的拓展方法。
7.本发明的上述目的通过以下技术手段实现：
8.一种z源谐振型双路恒流输出网络，包括续流二极管d1，还包括第1输出单元、第2输出单元、平衡电容c1、以及平衡电容c2，
9.第1输出单元包括串联的第1输出单元的正极、谐振电感l1、支路二极管d
o1
、第1输出负载支路、以及第1输出单元的负极，还包括与第1输出负载支路并联的滤波电容c
o1
，
10.第2输出单元包括串联的第2输出单元的负极、谐振电感l2、支路二极管d
o2
、第2输出负载支路、以及第2输出单元的正极，还包括与第2输出负载支路并联的滤波电容c
o2
，
11.平衡电容c1和平衡电容c2的一端分别接在第1输出单元的正极和负极，平衡电容c1的另一端和平衡电容c2的另一端分别接在第2输出单元的正极和负极；续流二极管d1阳极和第2输出单元的负极相连，续流二极管d1阴极和第1输出单元的正极相连。
12.一种z源谐振型单开关两路恒流输出变换器，利用所述z源谐振型双路恒流输出网
络，还包括直流输入电源v
in
、输入电感lm、以及开关管s1，z源谐振型双路恒流输出网络中第1输出单元的负极定义为z源谐振型双路恒流输出网络的第1端口，z源谐振型双路恒流输出网络中第2输出单元的正极定义为z源谐振型双路恒流输出网络的第2端口，输入电感lm一端连接到电源v
in
正极，另一端连接到开关管s1的d极，开关管s1的s极接电源v
in
负极，z源谐振型双路恒流输出网络的第1端口接开关管s1的d极，第2端口接开关管s1的s极。
13.一种z源谐振型单开关多路恒流输出变换器的拓展方法，利用所述z源谐振型单开关两路恒流输出变换器，包括以下步骤：
14.步骤1、确定其中一个输出单元为被替换的输出单元，被替换的输出单元负极用新增加的z源谐振型双路恒流输出网络的第1端口替代，被替换的输出单元正极用新增加的z源谐振型双路恒流输出网络的第2端口替代；
15.步骤2、重复步骤1直至扩展至设定数目的输出单元。
16.本发明相对于现有技术，具有以下有益效果：
17.一个直流输入电源、一个输入电感、一个开关管s1以及多个z源谐振型双路恒流输出网络的嵌套整合实现多路恒流输出，谐振式的能量传递过程提高了本变换器的工作效率，且本变换器中所有开关和二极管的电压应力较小，适用场合较广泛。
附图说明
18.图1为z源谐振型双路恒流输出网络的电路结构示意图；
19.图2为z源谐振型单开关两路恒流输出变换器及其控制回路的电路结构示意图；
20.图3为z源谐振型单开关三路恒流输出变换器及其控制回路的电路结构示意图；
21.其中，(a)为选择图2中其中一个输出单元进行替换扩展的z源谐振型单开关三路恒流输出变换器及其控制回路的电路结构示意图；
22.(b)为选择图2中另一个输出单元进行替换扩展的z源谐振型单开关三路恒流输出变换器及其控制回路的电路结构示意图；
23.图4为z源谐振型单开关多路恒流输出变换器的电路结构示意图；
24.图5为z源谐振型单开关两路恒流输出变换器主要工作模态示意图；
25.其中(a)为模态1的示意图；(b)为模态2的示意图；(c)为模态3的示意图；(d)为模态4的示意图；
26.图6为z源谐振型单开关三路恒流输出变换器主要工作模态示意图；
27.其中(a)为模态1的示意图；(b)为模态2的示意图；(c)为模态3的示意图；(d)为模态4的示意图；
28.图7为z源谐振型单开关三路恒流输出变换器主要仿真波形图；
29.其中，图7(a)是软启动条件下的的电流波形图，图7(b)三路输出负载电流稳态波形图，图7(c)是电路主要电流波形图，图7(d)是支路二极管的电压波形图，图7(e)是开关管、二极管电压波形图。
具体实施方式
30.为了便于本领域普通技术人员理解和实施本发明，下面结合实施例对本发明作进一步的详细描述，应当理解，此处所描述的实施示例仅用于说明和解释本发明，并不用于限
定本发明。
31.实施例1：
32.为了后续方便说明与分析，表示电路元件的电压、电流等参数的定义如下：
33.对于z源谐振型单开关恒流输出网络，包括n个输出单元，n大于等于2，d定义为开关管s1导通时间的占空比；ts定义为一个开关周期的时间；fs定义为开关频率；m定义为电压增益；v
s1
定义为开关管s1两端的电压，方向从开关s1的d极到s极；v
lm
定义为输入电感lm两端的电压，v
lm1
定义为开关管s1导通时输入电感lm两端的电压，v
lm2
定义为开关管s1关断时输入电感lm两端的电压，方向如图4所示；v
doi
(i＝1、2、...、n)定义为支路二极管d
oi
(i＝1、2、...、n)两端的电压，方向从二极管d
oi
(i＝1、2、...、n)的阳极到阴极；v
dj
(j＝1、2、...、n-1)定义为续流二极管dj(j＝1、2、...、n-1)两端的电压，方向从二极管dj(j＝1、2、...、n-1)的阳极到阴极；v
ledi
(i＝1、2、...、n)定义为输出负载ledi(i＝1、2、...、n)上的输出电压，方向如图1类推；i
ledi
(i＝1、2、...、n)定义为输出负载ledi(i＝1、2、...、n)上的平均输出电流，方向与v
ledi
(i＝1、2、...、n)同向；v
ck
(k＝1、2、...、2n-2)定义为平衡电容ck(k＝1、2、...、2n-2)两端的电压，方向如图2类推；δq
kch
(k＝1、2、...、2n-2)定义为一个开关周期内平衡电容ck(k＝1、2、...、2n-2)充电的电荷量；δq
kdis
(k＝1、2、...、2n-2)定义为一个开关周期内平衡电容ck(k＝1、2、...、2n-2)放电的电荷量；输出电压v
out
定义为∑v
ledi
(i＝1、2、...、n)，方向如图2类推；输入电压定义为输入电源电压v
in
，方向如图4所示；i
li
(i＝1、2、...、n)定义为流经谐振电感li(i＝1、2、...、n)的电流，方向如图2类推；i
ck
(k＝1、2、...、2n-2)定义为流经平衡电容ck(k＝1、2、...、2n-2)的电流，方向如图2类推；i
lm
定义为流经输入电感lm的电流，方向如图4所示；i
s1
定义为流经开关管s1的电流，方向从开关管s1的d极到s极。
34.如图1所示为一种z源谐振型双路恒流输出网络，包括第1输出单元和第2输出单元，平衡电容c1、c2、续流二极管d1。
35.第1输出单元包括串联的第1输出单元的正极、谐振电感l1、支路二极管d
o1
、第1输出负载支路、以及第1输出单元的负极，还包括与第1输出负载支路并联的滤波电容c
o1
，由于谐振电感l1、支路二极管d
o1
、第1输出单元内部是串联的，内部位置可以实现任意对调，第1输出负载支路为输出负载led1(输出负载r1)，或者第1输出负载支路为串联的输出负载led1和采样电阻rs，这里如图1为例；
36.第2输出单元包括串联的第2输出单元的负极、谐振电感l2、支路二极管d
o2
、第2输出负载支路、以及第2输出单元的正极，还包括与第2输出负载支路并联的滤波电容c
o2
，由于谐振电感l2、支路二极管d
o2
、第2输出单元内部是串联的，内部位置可以实现任意对调，第2输出负载支路为输出负载led2(输出负载r2)，或者第2输出负载支路为串联的输出负载led2和采样电阻rs，这里如图1为例；
37.同时平衡电容c1和平衡电容c2的一端分别接在第1输出单元的正极和负极，平衡电容c1的另一端和平衡电容c2的另一端分别接在第2输出单元的正极和负极；续流二极管d1阳极和第2输出单元的负极相连，续流二极管d1阴极和第1输出单元的正极相连。
38.为了方便说明，这里把第1输出单元的负极命名为z源谐振型双路恒流输出网络的第1端口，同时把第2输出单元的正极命名为z源谐振型双路恒流输出网络的第2端口。
39.为了方便说明，后面所有提及的输出负载都以输出负载ledi(i＝1、2、...、n)来命
名，实际上输出负载是其他类型负载依旧不影响本变换器效果。
40.为了方面说明，后面所提及的每一个输出单元都包括串联的谐振电感li(i＝1、2、...、n)、支路二极管d
oi
(i＝1、2、...、n)、以及输出负载ledi(i＝1、2、...、n)，还包括与输出负载ledi并联的滤波电容c
oi
(i＝1、2、...、n)，且谐振电感li、支路二极管d
oi
、以及输出负载ledi之间位置可以实现任意对调。
41.为了方便分析，后面说明书附图及分析中的输出单元都以图1中输出单元内部串联顺序为例。
42.实际上，在z源谐振型双路恒流输出网络的第1端口和第2端口之间提供高频交变的母线电压就可以驱动该网络工作，这里以最简易、方便的boost电路前级来产生高频交变的母线电压为例可以推演出来z源谐振型单开关两路恒流输出变换器。
43.如图2所示为一种z源谐振型单开关两路恒流输出变换器，包括直流输入电源v
in
、输入电感lm、开关管s1、一个z源谐振型双路恒流输出网络。
44.将z源谐振型双路恒流输出网络和boost电路整合，输入电感lm一端连接到电源v
in
正极，另一端连接到开关管s1的d极，开关管s1的s极接电源v
in
负极。z源谐振型双路恒流输出网络的第1端口接开关管s1的d极，第2端口接开关管s1的s极。这里如图2为例，同理同z源谐振型双路恒流输出网络一样，每个输出单元内部的三个模块之间位置可以实现任意对调。
45.实际上，对任意一条输出单元的输出负载支路上串联采样电阻rs进行电压采样，利用电阻re、电容ce、误差放大器形成一个积分器，电压信号经过电阻re再与给定的参考信号v
ref
一起输入误差放大器，再将误差放大器输出的信号与载波信号通过比较器就可以产生所需要的脉冲来驱动开关管关s1，因此只需要一套控制系统，无论是两路输出还是拓展之后的n路输出都可以采样这种简单的控制原理，当然控制方式不局限于此。
46.如图3和图4所示为一种z源谐振型单开关多路恒流输出变换器，使用z源谐振型双路恒流输出网络对z源谐振型单开关两路恒流输出变换器进行拓展，包括直流供电电源v
in
、输入电感lm、开关管s1、n个输出单元、n-1个续流二极管dj(j＝1、2、...、n-1)、2n-2个平衡电容ck(k＝1、2、...、2n-2)。
47.输入电感lm一端连接到电源正极，另一端连接到开关管s1的d极，开关管s1的s极接电源负极。
48.将z源谐振型单开关两路恒流输出变换器的任意一条输出单元替换成1个z源谐振型双路恒流输出网络，被替换的输出单元的负极用新增加的z源谐振型双路恒流输出网络的第1端口替代，被替换的输出单元的正极用新增加的z源谐振型双路恒流输出网络的第2端口替代，可以得到三路恒流输出变换器，替换的时候如果替换第1输出单元则会得到如图3(a)为例，如果替换第2输出单元则会得到如图3(b)为例，实际上两者是对称的，取得的效果是一样的，这样可以得到三个输出单元；此时再把这三个输出单元中任意一个输出单元替换成1个z源谐振型双路恒流输出网络，被替换的输出单元负极用新增加的z源谐振型双路恒流输出网络的第1端口替代，被替换的输出单元正极用新增加的z源谐振型双路恒流输出网络的第2端口替代，可以得到四路恒流输出变换器；此时再把这四个输出单元中任意一个输出单元替换成1个z源谐振型双路恒流输出网络，被替换的输出单元负极用新增加的z源谐振型双路恒流输出网络的第1端口替代，被替换的输出单元正极用新增加的z源谐振型
双路恒流输出网络的第2端口替代，可以得到五路恒流输出变换器；依此类推，每条被替换的输出单元的负极用新增加的z源谐振型双路恒流输出网络的第1端口替代，被替换的输出单元正极用新增加的z源谐振型双路恒流输出网络的第2端口替代，就可以拓展一路输出，每拓展一路输出，可以将一条输出单元拓展成为两条输出单元，实现无限的嵌套拓展，这样的拓展方式可以在z源谐振型单开关两路恒流输出变换器的基础上拓展成为z源谐振型单开关n路恒流输出变换器(n＝2、3、4、...、n-1、n，当n＝2时即为z源谐振型单开关两路恒流输出变换器)。这里如图4为例，但由于拓展所选取的输出支路不同，电气连接方式不限于图4。同理同z源谐振型双路恒流输出网络和z源谐振型单开关两路恒流输出变换器一样，每个输出单元内部的三个模块之间位置可以实现任意对调。
49.这里是以z源谐振型单开关多路恒流输出变换器为例进行拓展，实际上这个拓展性是基于最基础的z源谐振型双路恒流输出网络自身特性的扩展方法，即用z源谐振型双路恒流输出网络中任意一条输出单元替换成1个z源谐振型双路恒流输出网络，被替换的输出单元负极用新增加的z源谐振型双路恒流输出网络的第1端口替代，被替换的输出单元正极用新增加的z源谐振型双路恒流输出网络的第2端口替代，依此类推拓展至多路。即该拓展方法适用于所有在z源谐振型双路恒流输出网络的第1端口和第2端口提供高频交变的母线电压的拓扑。
50.如图5所示，图5为z源谐振型单开关两路恒流输出变换器主要工作模态图。
51.为了简化分析，假设
52.(1)所有开关管，二极管，电容器，电感器都是理想的器件。
53.(2)滤波电容值c
o1
、c
o2
远大于平衡电容值c1、c2。
54.(3)稳态输出电压纹波较小，即v
led1
和v
led2
为恒定值。
55.(4)输入电感lm远大于谐振电感l1、l2，lm可以工作在ccm(电感电流连续)模式或者dcm(电感电流断续)模式，l1、l2工作在dcm模式，且v
l1
、v
l2
较小，可以忽略。
56.当lm工作在ccm模式时：
57.模态1：开关管s1导通，lm储能，i
lm
线性上升，平衡电容c1、c2放电，同时c1与l1，c2与l2发生串联谐振。谐振电感电流i
l1
、i
l2
减小到0，二极管d
o1
、d
o2
关断，模态1结束。
58.模态2：串联谐振结束，开关管s1继续导通，i
lm
继续线性上升，led负载分别由单独的滤波电容供电。开关管s1断开，模态2结束。
59.模态3：开关管s1断开，二极管d1承受正向电压导通，i
lm
线性下降，输入电感lm释放能量，c1、c2充电，输出负载分别由单独的滤波电容供电。开关管s1导通，模态3结束，开始下一个周期。
60.如果谐振时间大于开关管s1导通时间，则没有模态2，其他同上，并不影响变换器正常工作。
61.当lm工作在dcm模式时
62.模态1：开关管s1导通，lm储能，i
lm
线性上升，平衡电容c1、c2放电，同时c1与l1，c2与l2发生串联谐振。谐振电感电流i
l1
，i
l2
减小到0，二极管d
o1
、d
o2
关断，模态1结束。
63.模态2：串联谐振结束，开关管s1继续导通，i
lm
继续线性上升，led负载分别由单独的滤波电容供电。开关管s1断开，模态2结束。
64.模态3：开关管s1断开，二极管d1承受正向电压导通，i
lm
线性下降，输入电感lm释放
能量，c1、c2充电，led负载分别由单独的滤波电容供电。i
lm
下降到0，模态3结束
65.模态4：由于i
lm
下降到0，此时输出负载led1、led2分别由滤波电容c
o1
、c
o2
单独供电，直到开关管s1导通进入下一个周期。
66.当开关管s1开通时，平衡电容c1给led1放电，平衡电容c2给led2放电，由于滤波电容足够大，输出电流可以视为恒定值。则可以推导出：
[0067][0068]
当开关管s1断开时，平衡电容c1、c2充电，同时利用一个开关周期内c1、c2具有电荷平衡特性，可以推导出：
[0069][0070]
通过(1)、(2)可以推导出：
[0071]iled1
＝i
led2
ꢀꢀꢀ
(3)
[0072]
因此该变换器利用c1、c2电容的电荷平衡原理实现了两条输出支路上的电流平衡。
[0073]
输出电压基本可以视为恒定值，结合基尔霍夫电压定律，以电感lm工作于ccm模式为例分析，可以推导出公式(4)和(5)。
[0074][0075][0076]
利用一个开关周期内电感lm的磁通平衡，可推导出其伏秒平衡公式：
[0077]vlm1
dts＝-v
lm2
(1-d)tsꢀꢀꢀ
(6)
[0078]
通过(4)、(5)、(6)可以推导出电压增益公式：
[0079][0080]
用公式(4)、(5)结合模态1与模态3的基尔霍夫电压定律，可以推导出开关管和二极管承受的电压应力为：
[0081][0082]
如图6所示，图6为z源谐振型单开关三路恒流输出变换器主要工作模态图。
[0083]
为了简化分析，假设
[0084]
(1)所有开关管，二极管，电容器，电感器都是理想的器件。
[0085]
(2)滤波电容值c
o1
、c
o2
、c
o3
远大于平衡电容值c1、c2、c3、c4。
[0086]
(3)稳态输出电压纹波较小，即v
led1
和v
led2
为恒定值。
[0087]
(4)输入电感lm远大于谐振电感l1、l2、l3，lm可以工作在ccm模式或者dcm模式，l1、l2、l3工作在dcm模式，且v
l1
、v
l2
、v
l3
较小，可以忽略。
[0088]
当lm工作在ccm模式时：
[0089]
模态1：开关管s1导通，lm储能，i
lm
线性上升，平衡电容c1、c2、c3、c4放电，同时c2与l2发生串联谐振，c1、c3、c4、l1、l3发生串联谐振。谐振电感电流i
l1
、i
l2
、i
l3
减小到0，二极管d
o1
、d
o2
、d
o3
关断，模态1结束。
[0090]
模态2：串联谐振结束，开关管s1继续导通，i
lm
继续线性上升，led负载分别由单独的滤波电容供电。开关管s1断开，模态2结束。
[0091]
模态3：开关管s1断开，二极管d1承受正向电压导通，i
lm
线性下降，输入电感lm释放能量，c1、c2、c3、c4充电，输出负载分别由单独的滤波电容供电。开关管s1导通，模态3结束，开始下一个周期。
[0092]
此时如果谐振时间大于开关管s1导通时间，则没有模态2，其他同上，并不影响变换器正常工作。
[0093]
当lm工作在dcm模式时
[0094]
模态1：开关管s1导通，lm储能，i
lm
线性上升，平衡电容c1、c2、c3、c4放电，同时c2与l2发生串联谐振，c1、c3、c4、l1、l3发生串联谐振。谐振电感电流i
l1
、i
l2
、i
l3
减小到0，二极管d
o1
、d
o2
、d
o3
关断，模态1结束。
[0095]
模态2：串联谐振结束，开关管s1继续导通，i
lm
继续线性上升，led负载分别由单独的滤波电容供电。开关管s1断开，模态2结束。
[0096]
模态3：开关管s1断开，二极管d1承受正向电压导通，i
lm
线性下降，输入电感lm释放能量，c1、c2、c3、c4充电，led负载分别由单独的滤波电容供电。i
lm
下降到0，模态3结束
[0097]
模态4：由于i
lm
下降到0，此时输出负载分别由滤波电容单独供电，直到开关管s1导通进入下一个周期。
[0098]
当开关管s1开通时，平衡电容c2给led2放电，平衡电容c1、c3、c4给led1与led3放电，由于滤波电容足够大，输出电流可以视为恒定值。则可以推导出：
[0099][0100]
当开关断开时，平衡电容c1、c2、c3、c4充电，同时利用一个开关周期内c1、c2、c3、c4具有电荷平衡特性，可以推导出：
[0101][0102]
通过(9)、(10)可以推导出公式：
[0103]iled1
＝i
led2
＝i
led3
ꢀꢀꢀ
(11)
[0104]
因此该变换器利用c1、c2、c3、c4电容的电荷平衡原理实现了三条输出支路上的电流平衡。
[0105]
输出电压基本可以视为恒定值。结合基尔霍夫电压定律，以电感lm工作于ccm模式为例分析，可以推导出公式(12)和(13)。
[0106][0107][0108]
利用一个开关周期内电感lm的磁通平衡，可推导出其伏秒平衡公式：
[0109]vlm1
dts＝-v
lm2
(1-d)tsꢀꢀꢀ
(14)
[0110]
通过(12)、(13)、(14)可以推导出电压增益公式：
[0111][0112]
用公式(12)、(13)结合模态1与3的基尔霍夫电压定律，可以推导出开关管和二极管承受的电压应力为：
[0113][0114]
按照图6所示的z源谐振型单开关三路恒流输出变换器搭建了仿真，如图7所示为z源谐振型单开关三路恒流输出变换器仿真主要波形。仿真主要参数设置如下:输入电源v
in
＝100v，开关频率fs＝50khz，输入电感lm＝800uh，输出负载等效阻抗r1＝500ω、r2＝300ω、r3＝400ω，谐振电感l1、l2、l3＝2uh，平衡电容c1、c2、c3、c4＝5uf。图7(a)是软启动的电流波形图，图7(b)为软启动条件下的三路输出负载电流波形图，图7(c)是电路主要电流波形
图，图7(d)是支路二极管的电压波形图，图7(e)是开关管、二极管电压波形图。
[0115]
依此类推，如图4所示为例，按照z源谐振型双路恒流输出网络替换输出单元的拓展方法可以继续拓展至n路输出，构成z源谐振型单开关n路恒流输出驱动器，每一个z源谐振型双路恒流输出网络中的两个平衡电容都可以共同组合平衡每条输出负载的电流。
[0116]
同理，利用s1导通时和s1关断时的基尔霍夫电压定律，可推导出：
[0117][0118]
s1断开时，电源v
in
经输入电感lm流经n-1个续流二极管(d1、d2、...、d
n-1
)给平衡电容充电，所以(17)式s1关断时共n-1个kvl方程。
[0119]
s1开通时，平衡电容流经开关管s1给负载放电，此时可以得到n个kvl方程，见式(18)，实际上由于z源谐振网络的特殊性，输出电压v
out
等于式(17)中(n-1)倍的(v
lm2-v
in
)，与(14)式联立，可以得到：
[0120][0121]
因为拓展输出单元数时，替换不同输出支路所得到的连接方式并不固定，平衡电容ck(k＝1、2、...、2n-2)下标无序，所以通式(17)与(18)中多个kvl方程采用省略号替代。
[0122]
利用(17)与(18)可以推得z源谐振型单开关n路恒流输出驱动器的电压增益公式为：
[0123][0124]
同理可以得到开关管和二极管的电压应力为：
[0125][0126]
基于以上分析，随着输出支路的增加，z源谐振型单开关多路恒流输出变换器依旧具有良好的均流特性以及较低的器件电压应力。
[0127]
以上公开的仅为本发明的优选实施方式，但本发明并非局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围以及在不脱离本发明原理前提下所作的若干改进和都应落在本发明的保护范围内。