基于槽线-接地共面波导结构的功率合成器及等效电路的制作方法

1.本公开涉及移动通信技术领域，具体涉及一种基于槽线-接地共面波导结构的功率合成器、等效电路、太赫兹doherty功率放大器及其应用。


背景技术：

2.太赫兹(thz)波通常是指频率在0.1～10thz(波长为3000～30μm)范围内的电磁波。随着无线通信系统的快速发展，为满足100 gbps以上数据速率需求，极大地推动了太赫兹频段开发和利用。太赫兹频段具有广泛的可用频谱资源，并且具有波长短、抗干扰能力强、具有穿透性等特性，在短程和回程高速通信方面有着巨大的应用前景。近年来，硅基半导体技术的快速发展，为太赫兹技术实用化和集成化提供了有效途径。
3.为了克服高路径损耗，高功率放大器(pa)在系统中是必不可少的，并且往往是系统中最耗能的器件之一，其效率高低直接决定了系统的效率。根据香浓定理c＝b
×
log2(1 s/n)，其中，c是信道容量，b为带宽，s/n为信噪比，能够宽带工作的功率放大器是通信系统实现高数据率的保证。但是，在cmos/sige等硅基工艺中存在晶体管的工作频率/最高振荡频率(ft/fmax)有限、晶体管击穿电压较低以及无源网络损耗大等问题，输出功率受限。
4.现有技术中，由于在太赫兹频段下的输出功率严重不足，无法满足应用需求。若采用传统wilkinson功率合成势必存在多段λ/4线，导致巨大的面积开销，电路结构不够紧凑，并且在太赫兹频段趋肤效应、辐射效应加剧导致损耗增加，使得效率急剧下降。
5.另一方面，在高速通信系统中为了提高频谱利用率，往往广泛采用的高峰均功率比(papr)调制信号，这种高papr对射频前端，尤其是pa的设计带来了困难，其要求功率放大器在饱和和功率回退时均要保持较高效率。doherty技术由于其结构简单，效率高，成为在低频最为广泛的高效率功率放大器技术，由于受限于四分之一波长，存在带宽窄的缺陷，支持宽带信号通常需要额外的复杂性和芯片面积开销。
6.因此，亟需以紧凑的结构实现阻抗逆变功能，并与多路功率合成网络进行一体化设计，以降低损耗，缩小芯片面积，并降低成本。


技术实现要素：

7.为了解决现有技术中上述问题，本公开提供了一种基于槽线-接地共面波导结构的功率合成器、等效电路及功率放大器，其输出结构在宽带范围内实现功率合成和有源负载调制的同时，也具有低损耗、面积紧凑等优势，解决了目前doherty架构在太赫兹频段难以使用的问题，突破了目前在高频通信中太赫兹器件的功率、效率、带宽、成本及集成度的瓶颈。
8.本公开的第一个方面提供了一种基于槽线-接地共面波导结构的功率合成器，包括：设置于衬底上的至少四个耦合结构，每个耦合结构包括第一槽线及设置于所述第一槽线上的第一接地共面波导；与至少四个耦合结构分别连接的第二槽线；以及与第二槽线连接的第二接地共面波导；其中，第一槽线、第一接地共面波导及第二槽线构成第一级阻抗逆
变器，第二槽线及第二接地共面波导构成第二级阻抗逆变器。
9.进一步地，第一接地共面波导为类u型，其包括至少两个输入端，输入端用于接入待合成的信号。
10.进一步地，第一接地共面波导被配置为初级线圈。
11.进一步地，第一槽线为类环状的槽线结构。
12.进一步地，第一槽线被配置为次级线圈。
13.进一步地，第二接地共面波导及第二槽线分别被配置为第一电容及第二电容。
14.进一步地，第二接地共面波导及第二槽线分别被配置为第一电感及第二电感。
15.进一步地，第一槽线与第一接地共面波导十字交叉设置。
16.进一步地，该功率合成器还包括：中心抽头，设置于第一接地共面波导的对称位置，且其一端与第一接地共面波导连接。
17.进一步地，该功率合成器还包括：第三接地共面波导，其与所述第二接地共面波导连接，用于将合成后的信号输出。
18.进一步地，该功率合成器通过依次位于衬底上的金属层m1～m5、tm1及tm2刻蚀形成。
19.本公开的第二个方面提供了一种基于第一个方面提供的功率合成器的等效电路，包括：2n个第一级阻抗逆变器，用于将主功率信号和辅功率信号进行功率合成，其中，n为大于等于2的自然数；第二级阻抗逆变器，分别连接于2n个第一级阻抗逆变器分别连接，用于将2n个第一级阻抗逆变器功率合成后的信号进行二次功率合成；其中，2n个第一级阻抗逆变器相对于第二级阻抗逆变器对称设置。
20.进一步地，第二级阻抗逆变器为电容-电容结构、电容-电感结构或电感-电感结构。
21.进一步地，第二级阻抗逆变器包括：并联设置的第一电容、第二电容及第三电容，其中，第一电容与第三电容相同。
22.进一步地，第二级阻抗逆变器包括：π型连接的第一电容、第二电感及第三电容，其中，第一电容与第三电容相同。
23.进一步地，第二级阻抗逆变器包括：π型连接的第一电感、第二电感及第三电感，其中，第一电感与第三电感相同。
24.进一步地，第二级阻抗逆变器包括：π型连接的第一电感、第二电容及第三电感，其中，第一电感与第三电感相同。
25.进一步地，第一级阻抗逆变器包括：初级线圈、与初级线圈耦合的次级线圈及第四电容，其中，第四电容分别与所述次级线圈及第二级阻抗逆变器并联，初级线圈上设置至少两个输入端。
26.进一步地，该等效电路还包括：负载电阻，其与第二级阻抗逆变器并联，用于将二次合成后的功率信号输出。
27.本公开的第三个方面提供了一种太赫兹doherty功率放大器，包括：本公开第一个方面提供的功率合成器。
28.进一步地，该太赫兹doherty功率放大器还包括：主放大器及辅放大器，其中，功率合成器设置于主放大器及辅放大器之间。
29.进一步地，主放大器及辅放大器为相同的网络结构。
30.本公开的第四个方面提供了一种太赫兹doherty功率放大器，包括：本公开第二个方面提供的等效电路。
31.进一步地，该太赫兹doherty功率放大器还包括：辅放大电路及主放大电路，其中，等效电路设置于辅放大电路及主放大电路之间。
32.进一步地，主放大电路工作在ab类，辅放大电路工作在c类。
33.进一步地，主放大电路及辅放大电路为相同的网络结构。
34.本公开的第五个方面提供了一种基于本公开第三个或第四个方面提供的太赫兹doherty功率放大器在汽车雷达或6g通信系统上的应用。
35.本公开提供了一种基于槽线-接地共面波导结构的功率合成器、等效电路、太赫兹doherty功率放大器及其应用，该功率合成器同时实现了双阻抗逆变以及4∶1/8∶1/n∶1功率合成。其与传统架构相比，结构更加紧凑，工作频率可扩展至太赫兹频段，并且在宽带范围内可以同时实现高输出功率和高峰值/回退效率，解决了在太赫兹频段的高速通信中，功率放大器输出功率较低，饱和/回退效率不够、带宽不足的问题。
附图说明
36.为了更完整地理解本公开及其优势，现在将参考结合附图的以下描述，其中：
37.图1a示意性示出了现有技术中常用的变压器的架构示意图；
38.图1b示意性示出了传统片上变压器的结构示意图；
39.图1c示意性示出了现有技术中基于分布式双阻抗逆变器的对称doherty功放架构示意图；
40.图2示意性示出了根据本公开第一实施例的基于槽线-接地共面波导结构的功率合成器的立体图；
41.图3示意性示出了根据本公开第一实施例的基于槽线-接地共面波导结构的功率合成器的平面图；
42.图4示意性示出了根据本公开第一实施例的第一级阻抗逆变器的三视图；
43.图5示意性示出了根据本公开第一实施例的耦合结构的结构示意图；
44.图6示意性示出了根据本公开第一实施例的基于槽线-接地共面波导结构的功率合成器接入主/辅功率信号后的结构示意图；
45.图7a～7c示意性示出了根据本公开第一实施例的基于槽线-接地共面波导结构的功率合成器的有源负载调制特性示意图；
46.图8a～8b示意性示出了根据本公开第一实施例的基于槽线-接地共面波导结构的功率合成器的功率合成损耗特性示意图；
47.图9示意性示出了根据本公开第二实施例的基于槽线-接地共面波导结构的功率合成器的等效电路的结构示意图；
48.图10示意性示出了根据本公开第二实施例的第一级阻抗逆变器的等效结构示意图；
49.图11a～11f示意性示出了根据本公开第二实施例的第二级阻抗逆变器的其他替代结构示意图；
50.图12示意性示出了根据本公开第三实施例的基于槽线-接地共面波导结构的功率合成器的太赫兹doherty功率放大器的结构示意图；
51.图13示意性示出了根据本公开第三实施例的太赫兹doherty功率放大器的放大器单体电路及偏置电路结构示意图；
52.图14a和14b分别示意性示出了根据本公开第三实施例的朗格耦合器的仿真结果示意图；
53.图14c和14d分别示意性示出了根据本公开第三实施例的功分网络仿真结果示意图；
54.图15示意性示出了根据本公开第三实施例的太赫兹doherty功率放大器在小信号连续波测试结果与仿真对比图；
55.图16a～16d分别示意性示出了根据本公开第三实施例的太赫兹doherty功率放大器在大信号连续波测试结果与仿真对比图；
56.图17示意性示出了根据本公开第四实施例的太赫兹doherty功率放大器的结构示意图。
具体实施方式
57.以下，将参照附图来描述本公开的实施例。但是应该理解，这些描述只是示例性的，而并非要限制本公开的范围。在下面的详细描述中，为便于解释，阐述了许多具体的细节以提供对本公开实施例的全面理解。然而，明显地，一个或多个实施例在没有这些具体细节的情况下也可以被实施。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要地混淆本公开的概念。
58.在此使用的术语仅仅是为了描述具体实施例，而并非意在限制本公开。在此使用的术语“包括”、“包含”等表明了所述特征、步骤、操作和/或部件的存在，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、步骤、操作或部件。
59.在此使用的所有术语(包括技术和科学术语)具有本领域技术人员通常所理解的含义，除非另外定义。应注意，这里使用的术语应解释为具有与本说明书的上下文相一致的含义，而不应以理想化或过于刻板的方式来解释。
60.为实现更高的输出功率，往往需采用功率合成技术。功率合成技术包括空间功率合成和片上功率合成。空间功率合成需要多个天线，并且硅基集成天线存在辐射效率低、带宽窄等问题；片上功率合成占用面积小，更适合单芯片全集成方案，主要手段包括多指晶体管堆叠技术以及无源功率合成技术。基于变压器的功率合成技术是常见的无源功率合成技术之一，如图1a所示，其中包含了多路功率放大器以及多个非理想变压器，非理想变压器模型可表示为图1a中图c所示，其中km是磁耦合系数，lp、ls分别是初级和次级电感的自感。
61.在太赫兹频段，基于传统变压器结构设计宽带高效pa具有挑战性。传统片上变压器的物理实现通常如图1b所示，一般采用硅基工艺中的顶层最厚的两层金属作为变压器的初级线圈和次级线圈实现磁耦合。但随着工作频率提升，由于绕线间电容cm的存在会传输不需要的共模信号，并导致每个端口看到的阻抗不同，从而引入额外的损耗。此外，在此硅基后端工艺中若没有一层以上的厚金属层，变压器的导体损耗将变得非常大。在先进的硅基工艺中还必须遵循严格的金属密度规则，因此基于变压器的版图布局中会填充大量的虚
拟图案以确保每层金属的密度保持在特定范围内，这些金属填充物将显著影响变压器性能。
62.另一方面，在高速通信系统中为了提高频谱利用率，往往广泛采用的高峰均功率比(papr)调制信号，这种高papr对射频前端，尤其是pa的设计带来了困难，其要求功率放大器在饱和和功率回退时均要保持较高效率。为了在高papr环境下保持高效率，有多种技术方案可供选择，例如：doherty技术、异相(outphasing)放大器技术等。doherty技术由于其结构简单，效率高，成为在低频最为广泛的高效率功率放大器技术，由于受限于四分之一波长，存在带宽窄的缺陷，支持宽带信号通常需要额外的复杂性和芯片面积开销。
63.如图1c所示，一种基于分布式双阻抗逆变器的对称doherty功放架构来提高带宽，其中包含两路功放，即主功放main和辅功放aux，以及多段四分之一波长线。通常，main偏置为ab类，aux则偏置为c类，r
opt
是主/辅功放的最佳负载阻抗，输出端的双阻抗逆变器负责功率回退(低功率区)和饱和(高功率区)时的宽带阻抗匹配，采用特性阻抗为z0四分之一波长线实现。输入端的四分之一波长线负责相位补偿，保证主/辅功放的功率能够同相合成。
64.在辅功放的阻抗牵引作用下，即随着辅功放输出电流i2的变化，在不同功率处主/辅功放负载阻抗zin1/zin2随之变化，可表示为：
[0065][0066]
因此，在低功率区和高功率区可具有不同的负载阻抗，即实现有源负载调制。通过合理的设计z0和r
l
，可使得在低功率区和高功率区都具有高效率特性。
[0067]
但上述架构中仅存在两路放大器，由于在太赫兹频段下，输出功率严重不足，无法满足应用需求。若采用功率合成势必存在多段λ/4线，导致巨大的面积开销，结构不够紧凑，并且在太赫兹频段趋肤效应、辐射效应加剧导致损耗增加，使得效率急剧下降。
[0068]
针对太赫兹频段通信中硅基功率放大器(pa)的功率不足，效率低，带宽窄等问题，本公开提出一种新型功率合成网络，并基于该网络提出了一种硅基太赫兹单片集成doherty功率放大器，其输出结构在宽带范围内实现功率合成和有源负载调制的同时，也具有低损耗、面积紧凑等优势，解决了目前doherty架构在太赫兹频段难以使用的问题，也突破了目前在高频通信中太赫兹器件的功率、效率、带宽、成本以及集成度的瓶颈。
[0069]
下面将结合本公开具体的实施例中的基于槽线-接地共面波导结构的功率合成器、等效电路及功率放大器的结构示意图，对本公开的技术方案进行详细说明。应当理解，图2～图17中示出的功率合成器、等效电路、功率放大器及各模块的结构和仿真结果仅是示例性的，以帮助本领域的技术人员理解本公开的技术方案，并非用以限制本公开的保护范围。
[0070]
图2示意性示出了根据本公开第一实施例的基于槽线-接地共面波导结构的功率合成器的结构示意图。
[0071]
如图2所示，该基于槽线-接地共面波导结构的功率合成器功率合成器，包括：
[0072]
设置于衬底上的至少四个耦合结构，每个耦合结构包括：第一槽线sl1及设置于第
一槽线sl1上的第一接地共面波导211；与至少四个耦合结构分别连接的第二槽线sl2；以及，与第二槽线sl2连接的第二接地共面波导221。
[0073]
其中，第一槽线sl1、第一接地共面波导211及第二槽线sl2构成第一级阻抗逆变器21，第二槽线sl2及第二接地共面波导221构成第二级阻抗逆变器22。
[0074]
具体地，多个支路的第一级阻抗逆变器21用于将主功率信号和辅功率信号进行功率合成。第二级阻抗逆变器22用于将多个支路的第一级阻抗逆变器21功率合成后的信号进行二次功率合成。
[0075]
本公开的实施例中，多个第一级阻抗逆变器21相对于第二级阻抗逆变器对称设置。如图2所示示意出了4个第一级阻抗逆变器21相对于第二级阻抗逆变器22对称设置的结构示意图，其可实现4∶1或8：1的功率合成。
[0076]
在其他实际应用场景中，该第一级阻抗逆变器21数量可以为2n个，n为大于等于2的自然数，以使实现n：1的功率合成。
[0077]
图3示意性示出了根据本公开第一实施例的基于槽线-接地共面波导结构的功率合成器的平面图，由图3可看出4个第一级阻抗逆变器21相对于第二级阻抗逆变器22对称设置，第一接地共面波导211为类u型，其包括两个输入端，每个输入端用于接入待合成的信号，第一槽线sl1为类环状的槽线结构。需说明的是，在其他应用场景中，第一接地共面波导211还可以包括4个、6个、....、2n个输入端，以实现多路信号合成，本公开对此不做限定。
[0078]
在本公开的实施例中，该第一接地共面波导211被配置为初级线圈lp，第一槽线sl1被配置为次级线圈ls。第二接地共面波导221及第二槽线sl2分别被配置为第一电容及第二电容，或分别被配置为第一电感及第二电感。
[0079]
图4示意性示出了根据本公开第一实施例的第一级阻抗逆变器的三视图，其中，图4c为图4a中a方向视角的横截面图，图4d为图4a中b方向视角的横截面图，该功率合成器通过依次位于硅基衬底上的金属层m1～m5、tm1及tm2刻蚀形成。
[0080]
图5示意性示出了根据本公开第一实施例的耦合结构的结构示意图，其由接地共面波导到槽线的过渡结构来替代传统的变压器结构，该结构主要由两部分组成：一是在参考地金属上的第一槽线sl1，第一槽线sl1中电场方向垂直与传输方向，传输te模式电磁波，第一槽线sl1中两边弯折使得槽线中的电场分量反向分布，形成非辐射结构，从而降低了其辐射损耗；二是跨越第一槽线sll的第一接地共面波导211，信号线由顶层金属实现，第一接地共面波导211中电场由信号线指向参考地，并传输准tem模式电磁波。因此，通过十字交叉放置的第一槽线sl1和第一接地共面波导211之间的电场相互正交，该结构有助于减轻绕线间电容cm，从而可以实现高频磁耦合，使其工作至太赫兹频段。
[0081]
本公开的实施例中，如图5所示，通过改变第一槽线sl1、第一接地共面波导211的尺寸以及耦合位置，具体为调整槽线宽度ws，第一槽线sl1的槽线长度ls1、ls2以及第一接地共面波导211的宽度wg，第一接地共面波导211的长度lg1、lg2，可以调整其等效变压器模型中的km、lp及ls参数。若当第一槽线sl1的长度ls1过长时，可通过多次弯折槽线实现。
[0082]
图2和图3所示为基于槽线-接地共面波导结构的8路功率合成器，其具体包括：4个支路的第一级阻抗逆变器21及与4个支路的第一级阻抗逆变器21分别连接的第二级阻抗逆变器22。图4为单支路的第一级阻抗逆变器21的结构示意图。每个支路的第一级阻抗逆变器21均包括：连接功放单体的接地共面波导馈入结构(两个输入端)、中心抽头212及槽线馈出
结构(图4a中a方向处)。其中，中心抽头212设置于第一接地共面波导211的对称位置，且其一端与第一接地共面波导211连接，中心抽头212作为直流馈电结构使用。
[0083]
本公开的实施例中，该功率合成器采用具有多层金属结构硅基工艺实现，底层金属m1到tm2由通孔连接成一整块厚金属作为传输线结构的参考地，并在参考地上刻蚀出弯折槽线sl1作为等效变压器中的次级线圈ls，耦合结构中第一接地共面波导211采用tm2作为信号线连接功放单体输出端，作为馈入结构，并实现等效变压器中的初级线圈lp，第一接地共面波导211跨越弯折槽线sl1的结构实现磁耦合。
[0084]
在该功率合成器中，耦合结构中的馈出结构连接的第二槽线sl2也由两侧的金属板通过将底层金属m1到tm2由通孔连接构成，用于实现电容c2与电容-c1/2的合并电容，即实现电容c2-c1/2，以实现如图9所示的等效电路结构。主/辅放大器电路的输出分别通过顶层金属tm2与tm1从第二槽线sl2接出，并构成的金属板电容器(即第二接地共面波导221)实现电容c1，最终通过第三接地共面波导23(配置为负载电阻r
l
)的传输线将信号输出。
[0085]
本公开的实施例中，如图6所示，将该8路功率合成器的输入端分别接入主放大信号和辅放大信号，并对其进行有源负载调制特性及功率合成损耗特性仿真。
[0086]
如图7a～7c分别示意了该8路功率合成器在不同功率区时的各个端口输入阻抗，其中，图7a为低功率区时，z
in-main
阻抗情况，辅功放电路未开启；图7b为高功率区时，z
in-main
阻抗情况；图7c为高功率区时，z
in-aux
阻抗情况。在低功率区和高功率区主/辅功放可具有不同的负载阻抗，实现了有源负载调制。
[0087]
如图8a～8b分别示意了该8路功率合成器在低功率区和高功率区分别实现功率合成时的合成损耗。如图8a所示，低功率区，即4∶1功率合成时，最小功率损耗为1.3db；如图8b所示，高功率区，即8∶1功率合成时，最小功率损耗为1.1db。另外，1-db带宽均超过了20ghz。
[0088]
本公开第一实施例提供的基于槽线-接地共面波导结构的功率合成器，其通过衬底上的金属层m1～m5、tm1及tm2刻蚀形成，其同时实现了双阻抗逆变以及4∶1/8∶1/n∶1功率合成。其与传统架构相比，结构更加紧凑，工作频率可扩展至太赫兹频段，并且在宽带范围内可以同时实现高输出功率和高峰值/回退效率。
[0089]
需说明的是，上述实施例中所示的内容仅为示例性的说明，如该功率合成器不仅可以为8路功率合成器，还可以为16路、32路、....、2n路的功率合成器，其设计思路原理与该8路功率合成器相同，本公开的实施例对其他支路的功率合成器不再做详细赘述。
[0090]
本公开第二实施例提供了基于槽线-接地共面波导结构的功率合成器的等效电路，该等效电路包括：2n个第一级阻抗逆变器，用于将主功率信号和辅功率信号进行功率合成，其中n为大于等于2的自然数；第二级阻抗逆变器，分别连接于2n个第一级阻抗逆变器，用于将2n个第一级阻抗逆变器功率合成后的信号进行二次功率合成；其中，2n个第一级阻抗逆变器相对于第二级阻抗逆变器对称设置。
[0091]
图9示意性示出了根据本公开第二实施例的基于槽线-接地共面波导结构的功率合成器的等效电路的结构示意图。
[0092]
如图9所示，以4个第一级阻抗逆变器构成的路功率合成器为例。
[0093]
该等效电路包括：4个第一级阻抗逆变器21，用于将主功率信号和辅功率信号进行功率合成。第二级阻抗逆变器22，分别连接于4个第一级阻抗逆变器21，用于将4个第一级阻抗逆变器21功率合成后的信号进行二次功率合成。其中，4个第一级阻抗逆变器21相对于第
二级阻抗逆变器22对称设置。
[0094]
具体地，2个第一级阻抗逆变器21的四个输入端用于接入主功率信号，另外与其对称设置的2个第一级阻抗逆变器21的四个输入端用于接入辅功率信号。
[0095]
本公开的实施例中，如图9所示，每个第一级阻抗逆变器21包括：初级线圈lp、与初级线圈lp耦合的次级线圈ls、第四电容c2及功率放大器单体输出电容cpa，其中，第四电容c2分别与次级线圈lp及第二级阻抗逆变器22并联。该第一级阻抗逆变器21的等效电路结构如图10所示。
[0096]
本公开的实施例中，如图9所示，第二级阻抗逆变器22可以采用电容-电容结构，其具体包括：π型连接的第一电容-c1、第二电容c1及第三电容-c1，其中，第一电容-c1与第三电容-c1相同。具体地，第一电容-c1与第三电容-c1并联，第二电容c1设置于第一电容-c1与第三电容-c1之间，且第二电容c1与第一电容-c1及第三电容-c1分别串联。对于太赫兹频段doherty功率放大器，其输出电容c
pa
的影响不容忽视，实现doherty功率放大器时需要将其一并考虑。本公开提供的新型功率合成器电路结构如图9所示，利用非理想变压器等效模型以及集总电容π型网络实现功率合成的同时实现了双阻抗逆变有源负载调制，设工作中心频率为f0，其中通过集总电容π型网络实现第二级阻抗逆变器22，其等效特性阻抗z
01
为：z
01
＝1/2πf0c1，并在负载电阻r
l
上将来自主和辅功率信号并联功率合成。通过非理想变压器模型(km是磁耦合系数，lp、ls分别代表初级和次级线圈自感)、寄生电容c
pa
以及第四电容c2实现第一级阻抗逆变器21，其等效特性阻抗z
02
为：z
02
＝2πf0n(1-km2)lp，并通过变压器将主/辅功率信号实现串联功率合成。第一电容-c1(负电容)与第四电容c2(正电容)合并为物理可实现的正电容，例如，通过第一实施例所示的第二槽线sl2来实现，具体将第二槽线sl2配置为c
2-c1/2即可。
[0097]
图11a～11f分别示意性示出了根据本公开第二实施例的第二级阻抗逆变器22的其他替代结构示意图。
[0098]
在其他一些实施例中，如图11a所示，该第二级阻抗逆变器22中的第二电容c1可以为可调节电容c代替。该结构下的第二级阻抗逆变器22可通过变容管调节，调整工作频率范围、修正频偏，但存在变容管高频工作损耗大、需要额外的控制电路的缺点。
[0099]
在其他一些实施例中，如图11b所示，该第二级阻抗逆变器22中的第二电容c1可以为n个电容阵列替代。该结构下的第二级阻抗逆变器22具有通电容阵列能一定程度上使电容加工所产生的偏差最小化，小电容品质因素高，损耗小的优势，但存在占用面积较大的缺点。
[0100]
在其他一些实施例中，如图11c所示，该第二级阻抗逆变器22中的第二电容c1可以为n个电容阵列替代。该结构下的第二级阻抗逆变器22可通过变容管阵列调节，调整工作频率范围，修正频偏，以及可通过变容管阵列调节，实现频率可重构，实现宽带化设计。但存在变容管高频工作损耗大、需要额外的控制电路、占用面积较大的缺点。
[0101]
在其他一些实施例中，如图11d和11e所示，该第二级阻抗逆变器22可以采用电容-电感结构。
[0102]
具体地，如图11d所示，该第二级阻抗逆变器22包括：π型连接的第一电容c、第二电感l及第三电容c，其中，第一电容c与第三电容c相同。
[0103]
具体地，如图11e所示，该第二级阻抗逆变器22包括：π型连接的第一电感l、第二电
容c及第三电感l，其中，第一电感l与第三电感l相同。
[0104]
在其他一些实施例中，如图11f示，该第二级阻抗逆变器22可以采用电感-电感结构。具体地，如图11f所示，该第二级阻抗逆变器22包括：π型连接的第一电感-l、第二电感l及第三电感-l，其中，第一电感-l与第三电感-l相同。
[0105]
本公开的实施例中，该等效电路不仅可以实现8路功率合成器，还可以实现16路、32路、....、2n路的功率合成器，即第一级阻抗逆变器21的数量可根据具体功率合成需求进行设定，其还可以为8个、16个、....等，其他数量第一级阻抗逆变器21构成的功率合成器设计思路原理与该8路功率合成器相同，本公开的实施例对其他支路的功率合成器的等效电路再此不再做详细赘述。
[0106]
需说明的是，第二级阻抗逆变器22的结构根据具体实际应用进行选择，其还可以为其他结构的代替，例如电容-电阻结构等，其包括但不仅限于如图11a～11f所示的具体结构。
[0107]
图12示意性示出了根据本公开第三实施例的基于槽线-接地共面波导结构的功率合成器的太赫兹doherty功率放大器的结构示意图。
[0108]
如图12所示，该太赫兹doherty功率放大器采用具有多层金属结构硅基工艺实现，具体包括：本公开的第一实施例提供的功率合成器1210、辅放大器1220、主放大器1230、第一功分器1240、第二功分器1250及朗格耦合器1260，其中，辅放大器1220的输出端与主放大器1230的输出端分别与功率合成器1210的输入端连接，第一功分器1240的输出端与辅放大器1220的输入端连接，第二功分器1250的输出端与主放大器1230的输入端连接，朗格耦合器1260的直通端与第二功分器1250的输入端连接，朗格耦合器1260的耦合端与第一功分器1240的输入端连接，且朗格耦合器1260的隔离端连接50ω的电阻，朗格耦合器1260的输入端接入射频输入信号rfin。
[0109]
本公开的实施例中，第一功分器1240与第二功分器1250均为基于三导体传输线的功分器。
[0110]
其中，朗格耦合器1260、基于三导体传输线的第一功分器1240及基于三导体传输线的第二功分器1250将具有相等功率和适当相位的输入信号分成8个通路，具体为四个主路和四个辅路。每一个pa都采用相同的堆叠hbt拓扑来实现高输出功率。为了增加功率增益，增加了一级驱动放大器(da)。pa和da上的有限共基极(cb)阻抗(并联rbb-cbb)和线性偏置电路(如图13所示)分别增强了pa整体的稳定性和线性度。该电路采用sige工艺实现并流片验证，其中，工作频率/最高振荡频率(ft/fmax)＝350/450ghz。其中，rbb表示共基级晶体管基级并联电阻，cbb表示共基级晶体管基级并联电容。
[0111]
本公开的实施例中，功分与移相网络用于保证多路功率放大电路输出在合成网络实现功率叠加，其可采用朗格耦合器1260与基于三导体传输线的第一功分器1240、第二功分器1250实现。具体地，功分器网络与朗格耦合器可以由分布参数电路构成，且功分器网络与朗格耦合器通过传输线连接，该传输线可以为一段50ohm的传输线。
[0112]
本公开的实施例中，通过对朗格耦合器及功分移动相网络进行仿真计算。如图14a～14b所示为朗格耦合器的仿真结果示意图，仿真结果显示，输入信号经过朗格耦合器1260分为幅度相等的直通/耦合两路信号，相位差为90
°
，隔离端口接50ohm电阻实现隔离，朗格耦合器1240仿真结果表明在工作频段内实现较好的功分，两路信号幅度差0.2db以内，并且
两路信号相位在宽带范围内均相差90
°
。
[0113]
如图14c～14d所示为功分器网络的仿真结果示意图，仿真结果显示，直通/耦合两路信号再经过基于三导体传输线的功分网络分为四路信号(两路差分信号)，功分器产生的幅度不平衡在0.2db以内，相位不平衡度在4
°
以内，该功分网络在工作频段内的最低损耗约为1.16db。最终产生出了用于doherty工作时所需的8路信号(4个主路，4个辅路)，以确保功放输出信号经过合成网络在低功率区和高功率区分别实现高效功率合成。
[0114]
本公开的实施例中，对该太赫兹doherty功率放大器进行数值仿真，分别在小信号连续波及大信号连续波下测试该太赫兹doherty功率放大器。图15和图16a～16d分别为小信号连续波下和大信号连续波下的仿真结果对比图，其中，s参数为散射参数(scatter参数)。测试和仿真结果显示，在工作频段内，小信号工作时，输入输出匹配良好，并表现出最大21.8db的s21增益。大信号工作时，在工作频率fc＝110/120130ghz时，pa的饱和输出功率达到22.7/22.6/22.4dbm，峰值pae为18.7％/17.2％/16.1％，输出功率回退6db时，pae达到12.1％/11.7％/9.8％，回退效率相比与传统a类放大器pae归一化值提高2倍以上。从104到134ghz，输出功率可大于21dbm，峰值集电极效率大于15％。从110到130ghz，功率回退6db的集电极效率超过10％。本公开上述实施例中给出的功率放大器证明了其相比于同类型放大器，在工作频率、功率、效率、带宽上均有明显突破。
[0115]
图17示意性示出了根据本公开第四实施例的太赫兹doherty功率放大器的结构示意图，该太赫兹doherty功率放大器的结构对应于图12所示的太赫兹doherty功率放大器的等效电路结构。
[0116]
如图17所示，该太赫兹doherty功率放大器可以通过在印制电路板pcb上印制实现，具体包括：本公开的第二实施例提供的等效电路1710(即功率合成网络scn)、辅放大电路1720及主放大电路1730。
[0117]
其中，辅放大电路1720与主放大电路1730可通过相同的电路结构实现，具体为，辅放大电路1720与主放大电路1730的驱动级da采用同样的功放管，放大级pa采用同样的功放管。
[0118]
根据本公开的实施例，主放大电路1730工作在ab类，辅放大电路1720工作在c类。
[0119]
本公开的实施例中，采用两级功率放大电路分别作为主辅放大电路1730(main)和辅放大电路1720(aux)，即每一路中包含两个放大器电路单体，具体为da、pa及一级级间匹配网络imn_main/imn_aux，对于任意每个放大器单体电路均配有相应的偏置电路。
[0120]
具体地，该太赫兹doherty功率放大器还包括：两个功分器和移相网络，其中，两个功分器的输出端分别与辅放大电路1720及主放大电路1730的da端相连，移相网络的输出端分别与两个功分器的输入端相连。需说明的是，本公开的实施例中功分器与移相网络的设置位置可以互换。
[0121]
具体地，该等效电路1710在不同输出功率区起不同的作用。如图17所示，例如，在高功率区，辅放大电路1720(aux)作为放大电路工作，该等效电路1710作为主辅放大电路1730(main)和辅放大电路1720(aux)的输出匹配以及8：1功率合成网络。在低功率区，辅放大电路1720(aux)截止，辅放大电路1720(aux)和该等效电路1710成为主功放的匹配网络的一部分，该等效电路1710同时实现4：1功率合成。
[0122]
本公开的实施例中，该太赫兹doherty功率放大器不仅可以实现8路功率合成，还
可以实现16路、32路、...、2n路的功率合成，其设计思路原理与该8路功率合成器相同，本公开的实施例对其他支路的功率合成的太赫兹doherty功率放大器再此不再做详细赘述。
[0123]
本公开另一实施例提供如上述实施例所示的太赫兹doherty功率放大器在汽车雷达或6g通信系统上的应用。
[0124]
尽管已经在附图和前面的描述中详细地图示和描述了本公开，但是这样的图示和描述应认为是说明性的或示例性的而非限制性的。
[0125]
本领域技术人员可以理解，本公开的各个实施例和/或权利要求中记载的特征可以进行多种范围组合和/或结合，即使这样的组合或结合没有明确记载于本公开中。特别地，在不脱离本公开精神和教导的情况下，本公开的各个实施例和/或权利要求中记载的特征可以进行多种组合和/或结合。所有这些组合和/或结合均落入本公开的范围。
[0126]
尽管已经参照本公开的特定示例性实施例示出并描述了本公开，但是本领域技术人员应该理解，在不背离所附权利要求及其等同物限定的本公开的精神和范围的情况下，可以对本公开进行形式和细节上的多种改变。因此，本公开的范围不应该限于上述实施例，而是应该不仅由所附权利要求来进行确定，还由所附权利要求的等同物来进行限定。