转换器电路、对应设备以及方法与流程

转换器电路、对应设备以及方法
1.相关申请的交叉引用
2.本技术要求于2020年8月6日提交的意大利专利申请号102020000019546的优先权权益，其内容在法律允许的最大程度上通过引用整体并入于此。
技术领域
3.本说明书涉及到转换器电路。
4.例如，一个或多个实施例可以应用于dc-dc转换器。


背景技术：

5.dc-dc转换器被广泛地用于各种应用中，例如以便在复杂的系统中提供电源电压"轨"。
6.这些应用需要良好的效率和符合性能规范。
7.由于在高切换频率下切换损耗增加，特别是在轻负载条件下，这些转换器的效率会下降。
8.例如，轻负载条件下的效率可能对移动设备的电池寿命产生负面影响。
9.这导致改进的解决方案，诸如使用脉冲频率调制(pfm)的控制方案，这些方案被认为促进解决这些问题。
10.基于pfm的解决方案采用了各种控制环路方法：恒定导通时间、恒定关断时间、基于纹波和滞后是在基于pfm的dc-dc转换器中使用的示例性常规控制方案。
11.本领域有必要提供进一步改进的解决方案，以解决上述讨论的问题。


技术实现要素：

12.一个或多个实施例可以涉及电路。
13.一个或多个实施例可以涉及对应设备。包括基于本文讨论的电路的电源轨的设备或系统可以示例性地作为此类设备。
14.一个或多个实施例可以涉及对应方法。
15.一个或多个实施例可以提供以下一个或多个优点：
16.提供了闭环解决方案，这促进补偿相对于期望设定点的输出偏移，该输出偏移可能与工艺、电压和温度(pvt)变化、老化、部件降级和类似现象有关，而不依赖于操作参数；
17.对整体电流消耗的影响很低，实际上可以忽略不计：额外的消耗(仅)与运算放大器和作为受控电流源的附加pmos有关；dc-dc转换器的整体效率和功率消耗基本上不受影响；
18.与常规的dc-dc转换器或电源管理集成电路(pmic)布置相比，在系统复杂性和占用的半导体面积方面的差很小，并且增加的少量复杂性在很大程度上被改进的性能所补偿；
19.可以采用匹配性布局，以减少两个反馈分压器之间可能出现的失配，还可以采用
在匹配方面具有良好性能的扩散电阻器；
20.通过修剪动作来减轻两个反馈分压器和运算放大器之间可能的残余失配的影响，可以采用已知的技术(例如斩波)来提供偏移量减少、失配可以忽略不计的误差放大器，从而促进高精度；以及
21.在没有特定限制的情况下，一个或多个实施例可以用于各种类型的使用pfm操作的dc-dc转换器：基于纹波的、滞后的、恒定导通时间(cot)、高级或自适应恒定导通时间(acot
(r)
)、基于时间的等等。
22.在实施例中，电路包括：第一电子开关和第二电子开关，通过其的电流路径在中间节点处被耦合；电感器，具有与中间节点耦合的第一端子以及与输出节点耦合的第二端子，输出信号在该输出节点处被生成；以及驱动控制电路装置，被配置为控制第一电子开关和第二电子开关在导电状态和非导电状态之间的切换，其中第一电子开关在导电状态期间提供在输入节点和所述中间节点之间的电流流动，第二电子开关在导电状态期间提供在所述中间节点和地之间的电流流动。驱动控制电路装置包括：第一反馈信号路径，与所述输出节点耦合，并且被配置为根据指示所述输出信号的反馈信号与第一参考值之间的差控制第一电子开关和第二电子开关在所述导电状态和所述非导电状态之间的切换；以及第二反馈信号路径，包括与所述输出节点耦合的低通滤波器，低通滤波器被配置为提供经低通滤波的反馈信号，第二反馈信号路径被配置为根据所述经低通滤波的反馈信号与第二参考值之间差补偿所述反馈信号。
附图说明
23.现在将仅以示例的方式，参照所附的图示来描述一个或多个实施例，其中：
24.图1a和图1b是脉冲宽度调制(pwm)模式和脉冲频率调制(pfm)模式转换器中损耗和效率相对于负载电流的可能行为的示例性图示。
25.图2是pfm模式转换器中可能的电感器电流波形的示例性图示。
26.图3是用于降压dc-dc转换器的pfm控制器的电路图。
27.图4包括对应稳态波形的可能时间行为的示例性图示。
28.图5是pfm控制器中可能实现滞后的示例性电路图；以及
29.图6和图7是根据本说明书的实施例的示例性电路图。
具体实施方式
30.在接下来的描述中，说明了一个或多个具体细节，目的是提供对本说明书的实施例的深入了解。实施例可以在没有一个或多个具体细节的情况下获得，或者用其他方法、部件、材料等获得。在其他情况下，已知的结构、材料或操作没有被详细说明或描述，以便实施例的某些方面不会被掩盖。
31.在本说明书的框架中提及"实施例"或"一个实施例"旨在指示关于实施例所描述的特定配置、结构或特征被包括在至少一个实施例中。因此，在本说明书的一个或多个点中可能出现的诸如"在实施例中"或"在一个实施例中"的短语不一定是指同一个实施例。
32.此外，特定的构象、结构或特征可以在一个或多个实施例中以任何适当的方式组合。
33.本文使用的标题/附图标记仅仅是为了方便起见，因此并不界定保护范围或实施例的范围。
34.如前所述，dc-dc转换器被广泛用于各种应用中，例如，为了在复杂的系统中提供电源"轨"。
35.为实现符合性能规格和效率(发现在高切换频率下，特别是在轻负载条件下，效率会下降，例如对移动设备的电池寿命有负面影响)的努力导致了改进的解决方案，例如使用(使用恒定导通时间、恒定关断时间、基于纹波、滞后，仅举几例)脉冲频率调制(pfm)的控制方案，这些方案被认为促进解决这些问题。
36.事实上，脉冲宽度调制(pwm)控制的dc-dc转换器的损耗机制可以大致分为三类，即传导损耗、切换损耗和由于控制器和其他辅助电路装置消耗的静电流造成的静态损耗。
37.对于固定的切换频率f
sw
，切换损耗和静态损耗成分是恒定的，而传导损耗则随着负载电流的增加而增加。
38.这在图1a的曲线中得到了体现。
39.这些曲线在共同的横坐标尺度(负载电流i
load
)下表示：切换损耗s，静态(静)损耗q和传导损耗c，如上面的曲线所示；以及效率η，如下面的曲线所示。
40.图1a示出传导损耗c和切换损耗s分别在高负载和轻负载时占主导地位。
41.静电流损耗q在(非常)小的负载下影响效率，并不是主要的关注来源。
42.切换损耗s被发现随着切换频率的增加而增加，可以通过缩放f
sw
来减少。
43.为此，pfm控制可以在非连续传导模式(dcm)下运行，并将f
sw
作为负载电流i
load
的函数(例如，成比例)进行缩放，这促进实现改进轻负载效率。
44.这在图1b的曲线中得到了体现。
45.这些曲线再次在共同的横坐标尺度(负载电流i
load
)下表示：切换损耗s，静态(静)损耗q和传导损耗c，如上面的曲线所示；以及效率η，如下面的曲线所示，参考i
load
低于阈值i
th
时应用的pfm模式。
46.应当注意的是，pfm模式的效率在i
load
的较大值处会下降，这表明对于超过i
th
的电流，转换器以pwm模式运行。
47.图2中的示图是降压转换器在pfm模式下的输出电压调节的示例(这可以被认为表示各种类型的dc-dc拓扑结构)，为简单起见参照电感器电流i
l
。
48.如图2所示，负载电流i
load
使输出电容器放电，并且在此过程中损耗的电荷通过以f
sw,pfm
＝1/t
pfm
的pfm速率(频率)向输出节点倾倒值为q
pfm
的电荷包来进行补偿，其中t
pfm
表示pfm调制的周期。
49.假设固定的电感器峰值电流i
l,pk
，q
pfm
＝1/2*i
l,pk*
(t
on,pfm
t
off,pfm
)，其中t
on,pfm
和t
off,pfm
是电感器电流i
l
的上升和下降时间，等于：
50.t
on,pfm
＝(l*i
l,pk
)/(v
in-vo)，并且
51.t
off,pfm
＝(l*i
l,pk
)/vo，
52.其中v
in
和vo是转换器的输入(电源)和输出电压。
53.输出电压vo可以通过设置f
sw,pfm
来调节，使到输出的电荷传递的速率等于i
load
。
54.这可以用数学术语表示为：
55.f
sw,pfm
＝(i
load
/q
pfm
)＝(2*i
load
)/(i
l,pk
*(t
on,pfm
t
off,pfm
)).
56.应当注意的是，f
sw,pfm
可以根据期望而与i
load
成比例地变化，以减少切换损耗。
57.图3是降压dc-dc转换器100的电路图，包括pfm控制器10。
58.这种转换器被作为表示各种类型的dc-dc拓扑结构的示例。否则，本领域的技术人员将理解本文所示实施例的基本原理适用于其他类型的切换转换器，例如，通过非限制性的示例，升压转换器(或升压斩波器)、降压-升压和其他转换器拓扑结构。
59.如图3所示，转换器100包括两个电子开关m
p
和mn(场效应晶体管，诸如p-mos和n-mos)，两个电子开关m
p
和mn被布置为通过其的电流路径(在场效应晶体管(诸如mosfet)的情况下为漏极-源极)在m
p
和mn中间的节点a处与电感器(线圈)l的一端耦合。电感器l的另一端被耦合到输出节点vo(例如经由稳定输出电容器c)，并且被配置为供应负载ld。
60.应当注意的是，将两个电子开关m
p
和mn分别选择为p-mos和n-mos晶体管，对于实施例来说并不是强制性的。例如，在某些实施例中，"高压侧"mosfet可以是n沟道。
61.另外，在某些异步转换器中，可以用二极管作为低侧电子开关mn来代替诸如功率mosfet的晶体管。
62.在图3所例示的布置中，两个电子开关m
p
和mn在"导通"的状态(开关导电)和"关断"的状态(开关不导电)之间交替切换。这可以是由驱动电路级101和102向m
p
和mn的控制端子(在场效应晶体管(诸如功率mosfet)的情况下为栅极)施加驱动信号的结果，驱动电路级101和102又由控制器10经由控制信号hs
on
("高侧"开关m
p
)和ls
on
("低侧"开关mn)控制。
63.当"导通"(导电)时，两个电子开关m
p
和mn在输入(电源)节点v
in
和中间节点a之间以及中间节点a和接地之间提供相应的电流流动路径。
64.图3所示的转换器100的结构和操作对于本领域的技术人员来说是众所周知的，因此没有必要在此提供更详细的描述。
65.另外，可以理解的是，在贯穿本说明书中，为了简单起见，可以使用相同的名称来指定节点/线和出现在该节点的信号(例如，见前面讨论的v
in
和vo)。
66.另外，可以理解的是，负载ld可以是与实施例不同的元件。
67.如图3所示，控制器10包括pfm逻辑电路装置12，它可以实现为专用逻辑、在asic内合成的有限状态机(fsm)、fpga或微控制器(μc)/微处理器(μp)。
68.如图3所示，pfm逻辑电路装置12可以(以本领域技术人员本身已知的方式)被配置为根据以下项产生用于开关m
p
和mn的驱动信号hs
on
和ls
on
：
69.来自"导通"时间发生器14的计时信号on-time。
70.来自比较器16的驱动使能信号en
drv
，该比较器16在其输入处接收输出(电压)信号vo(或例如经由分压器获得的其缩放版本)和参考电压v
ref
；以及
71.来自过零检测器18的过零信号zcd，对开关m
p
和mn中间的节点a处的电流i
l
的过零敏感。
72.图3还示出了表示电路装置的块160，该电路装置被配置为将输出电压vo传递到比较器16的(反相)输入。该电路装置的结构和操作将在下面与图6和图7一起讨论。
73.在图3中例示的控制器10中，暂时不考虑块160，比较器16监测输出电压vo(或经由反馈分压器(诸如电阻分压器)获得的其缩放版本，)，并基于以下标准提供信号en
drv
：
74.当vo高于v
ref
时，en
drv
＝0(例如"低"逻辑水平)，即在电感器l未被激励以向转换器输出传递电荷的状态下；
75.当vo低于v
ref
时，en
drv
＝1(例如"高"逻辑水平)，即在电感器l被激励向转换器输出传递电荷的状态下，因为输出电压vo低于期望调节值。
76.作为en
drv
＝1的结果，逻辑电路装置12为开关m
p
和mn产生驱动信号hs
on
和ls
on
。
77.否则，本领域的技术人员将理解，这里指示的逻辑值只是示例性的：根据所实施的(逻辑)电路装置，实际上可以用不同的逻辑值获得这里讨论的相同类型的操作。
78.在图3所示的控制器10中，hs
on
的激活或"导通"状态的持续时间t
on
(见图3中的on-time信号)可以根据实施的pfm控制方案类型来选择。这种控制方案可以从本领域技术人员已知的各种方案中选择(例如，在某些方案中可以直接控制t
on
的持续时间，而在其他方案中则控制t
off
)。应当注意的是，本文讨论的实施例对所选择的控制选项是非常"透明"的，因此，本文将不详细讨论这一点。
79.正如本文所讨论的，可以假设ls
on
与hs
on
互补(即：ls
on
＝1，hs
on
＝0和ls
on
＝0，hs
on
＝1)，并且当i
l
在以非连续传导模式或dcm运行的pfm转换器中归零时，ls
on
与hs
on
可以复位。
80.为此，零电流检测器块18监测i
l
，并产生信号zcd，信号zcd使逻辑电路装置12关断低侧功率晶体管mn(ls
on
＝0)，作为t
off
结束的结果。
81.零电流检测器18(有时也称为非连续模式检测器dmd)可以被实现为比较器或更复杂的电流传感器。
82.如前所述，在某些异步转换器中，可以用二极管作为低侧电子开关mn来代替诸如功率mosfet的晶体管。在这种情况下，可以不使用零电流检测器18：二极管的存在(电流只能向一个方向流动，例如流向输出节点vo，而不是反过来)本质上是以零/低电流强制对抗ccm(连续传导模式)。
83.图4示出了如图3所示的系统的可能的稳态行为(再次忽略了块160)。
84.图4中的曲线从上到下，针对共同的时间刻度(横坐标尺度t)并且以任意值计，说明了以下项的可能的时间行为：参考电压v
ref
的输出电压vo；参考负载电流i
load
的通过电感器l的电流i
l
；来自比较器16的信号en
drv
；和来自过零检测器18的信号zcd。
85.在图3和图4例示的内容中，导通时间t
on
(参见来自发生器14的信号on-time)的选择可以由效率和输出纹波之间的权衡决定。
86.例如，假设其他操作条件和/或参数，诸如v
in
、vo、l等保持不变，选择较长的t
on
值和较高的i
l,pk
值(即，电感器或线圈l的增加的激励，向转换器输出传递较多的电荷)会导致较高的电压纹波。相反，因为输出负载ld需要更长的时间将输出vo放电到触发比较器16的电平，频率会降低，从而导致效率提高。
87.图3和图4中例示的布置的缺点(再次暂时不考虑块160)在于输出纹波没有得到严格控制。
88.因此，输出纹波可能取决于各种转换器的参数，诸如电感器l的电感、电容器c的电容、输入电压v
in
、输出电压vo、负载电流i
load
和导通时间t
on
。
89.也就是说，对于不同的操作条件，输出纹波会发生变化。此外，比较器16的非理想行为可能会显著影响输出纹波。
90.应当注意的是，可以尝试通过在比较器16处采用"足够大"的滞后来解决这些问题，从而使传递的电荷量qpfm产生的输出电压的增加低于比较器滞后。
91.通过这种方式，转换器可以维持提供两个或更多的电荷"包"的调节。
92.这种方法提供了更受控制的输出纹波的优势，更受控制的输出纹波由比较器16中的滞后决定，该滞后被反馈分压器比率的反相(例如，倒数)放大(为简单起见，图3中所示的转换器输出电压vo直接施加到比较器16：在实际实施方式中，比较器16并不直接监测转换器输出电压vo，因为反馈分压器用于该目的)。
93.这样，输出纹波就不再取决于l、c、v
in
、vo、i
load
和t
on
，并且在不同的操作条件下保持基本不变。
94.图5的图示例示了在比较器16中的滞后的可能实施方式，比较器16被示出为在其(反相)输入处经由电阻分压器r1、r2在反馈线fb上接收输出电压vo，其中参考值在高值v
ref
h和低值v
ref
l之间变化，其中比较器的参考值根据其状态而改变。
95.例如，在en
drv
的上升沿处，v
ref
h可以被施加到比较器16的(非反相)输入；而在en
drv
的下降沿处，v
ref
l可以被施加到比较器16的(非反相)输入。
96.还可以理解的是，与图3相比，在图3中v
ref
指的是直接施加到比较器16的输出电压vo，图5中例示的v
ref
h和v
ref
l的值被充分缩放，以考虑由包括r1和r2的分压器向输出电压vo施加的反馈因子r1/(r1 r2)。
97.因此，输出纹波δv可以表示为。
98.δv＝((r1 r2)/r1)*(v
ref
h-v
ref
l)
99.其中(v
ref
h-v
ref
l)是比较器的滞后，而(r1 r2)/r1是包括r1和r2的分压器的反馈因子r1/(r1 r2)的倒数。
100.仅作为示例，在反馈因子为0.5，以"额定"参考值v
ref
的中心的8mv滞后的情况下，δv的值可以达到16mv。
101.这种"滞后"方法的可能的缺点可能在于比较器的(非常)严格的设计，它最终对输出纹波幅度进行了底限(也就是说，输出纹波不能被减小到给定的值以下，并且不能任意选择)。
102.总而言之，上述分析和描述(再次忽略了块160的可能结构和操作，这将在下文中讨论)表明，在pfm dc-dc转换器中，可以使用比较器来相较于指示所需输出调节设定点的参考信号v
ref
监测输出信号vo。
103.在稳定状态下，这样的布置通过相对于期望设定点增加偏移量(例如，在图4中说明了这一点)来调节输出电压。
104.因此，平均输出电压(即，其dc值)可能不等于期望设定点v
ref
，因为引入了系统误差(偏移)。
105.该误差与提供诸如en
drv
＝1的信号的pfm比较器的行为/性能(即，延迟、偏移、滞后等)(强烈地)相关。
106.正如所讨论的，这样的问题不能使用被设计有足够的滞后的比较器来完全解决：由于这样的比较器的非理想性，例如比较器的行为和性能受到pvt变化的影响，一定的输出调节偏移仍然存在。
107.各种应用对来自转换器的输出调节电压的精度和准确性提出了严格的要求。
108.因此，这种不受控制的/苍白的偏移在现实世界中是不可取的，主要是考虑到它对转换器参数(v
in
、vo、i
load
、t
on
等)的依赖性、比较器的非理想性和性能/行为，无论可能的变化(例如，由于工艺扩散、温度、部件降级以及在最终测试、封装和装配后可能发生的其他事
件(即老化、焊接等))如何都促进转换器的输出调节和性能。
109.理论上，人们可能考虑修整和调整在比较器16的(非反相)输入上监测的参考电压v
ref
；也就是通过改变期望的调节设定点来补偿不期望的输出偏移。
110.另外，可能考虑修整耦合到vo的反馈分压器(例如调整r1和/或r2的值)，以便调整反馈比率以获得正确的输出调节。
111.应当注意的是，这两种方法都可能存在缺点，可能会影响到它们在实际应用中的可行性。
112.例如，这些都是开环解决方案，很难考虑到温度变化、老化和其他可能的现象：修剪动作是在特定条件下的给定时间进行的，而且只有在这些特定条件下才是充分的(输出偏移得到补偿)。
113.在修剪程序之后，系统中任何参数/部件的变化又会导致不期望的输出调节偏移：人们可以简单地考虑比较器的情况，它的行为和性能会受到温度、老化等的影响。
114.此外，这些可能的解决方案对于dc-dc操作条件(例如v
in
、vo、i
load
、t
on
)的可能变化并不稳健。
115.正如前面讨论的第一pfm实施方式所讨论的那样，根据v
in
、i
load
、t
on
而变化的输出纹波导致输出电压vo的平均值的对应变化。
116.另外，在具体应用中，输出调节设定点可以不是固定的：用户可以选择(可能是即时的)期望设定点；在这种情况下，实施任何"修剪"方案都变得几乎不可行。
117.从工业生产和大批量制造的角度来看，修剪本身就很昂贵：它很耗时(需要时间来达到收敛的迭代过程)，并且涉及到人力资源(操作人员)和技术资源(自动测试设备或ate工具、仪器和机械)。
118.应当注意的是，这些缺点与修剪动作固有的开环性质有关。
119.作为对比，一个或多个实施方案可以依靠闭环系统的稳健性来补偿转换器输出偏移。
120.为此，一个或多个实施例可以依靠通过(模拟)反馈环路(负值环路)进行补偿，该反馈环路被配置为作用于反馈分压器，如前面讨论的与图5中的电阻器r1和r2有关。
121.这种方法适合在转换器布局的框架内实施，如图3中以块160所表示的电路装置的形式，即被配置为通过反馈线或节点fb将输出电压vo传递到比较器16的(反相)输入的电路装置。
122.简而言之，一个或多个实施方案可以考虑向分压器r1、r2的(通过节点fb耦合到比较器16的输入的)抽头点注入电流，以固定/改变分压器的抽头点(即由比较器16监测的节点fb处)的电压。
123.这样，转换器100可以调节输出电压vo，而没有前面讨论的偏移。注入的电流量可以通过负反馈环路自动调整。
124.图6和图7的电路图例示了依靠这种方法的实施例。
125.如前所述，图6和图7基本上图示了由图3中的块160表示的电路装置的可能实施例。
126.为了简单和易于理解，在图6和图7中，与前面的图已经讨论过的部件或元件一样的部件或元件用类似的参考符号表示；为了简洁，将不重复相应的描述。
127.在图6例示的一个实施例中，电路装置160包括"复制"反馈分压器，包括两个电阻器r3和r4，它们在vo和接地gnd之间耦合，并在其抽头点(由fb
replica
指定)处提供vo的反馈复制，等于vo*r4/(r3 r4)。
128.在图6的实施例中，包括r3和r4的分压器的划分比等于包括电阻r1和r2的分压器的划分比，其抽头节点fb耦合到比较器16的(反相)输入，即r4/(r3 r4)＝r2/(r1 r2)。
129.在图6中例示的实施例中，节点fb
replica
处的信号被提供给低通滤波器(lpf)162。滤波器162提供反馈电压vo*r4/(r3 r4)的平均值，其中的纹波被基本去除，从而提供了关于调节电压vo的宝贵信息。
130.在图6中例示的实施例中，来自低通滤波器162的经滤波的输出电压v
filt
被施加到误差放大器164的(反相)输入。放大器164可以包括被配置为作为误差放大器操作的运算放大器，它在其另一(非反相)输入接收参考电压v
ref
，并在其输出端提供(模拟)信号，用于驱动电压控制的电流源166。
131.在图6中例示的实施例中，为了考虑到反馈因子(即r4/(r3 r4)＝r2/(r1 r2))而进行缩放的参考电压v
ref
被施加到16和164两者的(非反相)输入。
132.在图6中例示的实施例中，可以设计运算放大器164(只要反馈环路的环路增益足够高，目前是因为放大器164可以在低频下设计有足够高的增益)，以保持v
ref
＝v
filt
，作用于通过电压控制的电流源166注入到反馈节点fb中的电流。
133.如图6示出，这可以实现为跨导级，包括晶体管(例如，场效应晶体管，诸如p沟道功率mosfet)。
134.在如图6所示的实施例中，节点fb
replica
和fb处的信号传递不同的信息。
135.然而，在如图6所示的实施例中，节点fb处的信号受到由节点fb
replica
处的(在162处经低通滤波的)信号驱动的补偿作用的影响，因此节点fb处的信号不再只承载与由转换器100调节的输出电压vo相关的信息。
136.在图6中例示的实施例中，节点fb处的电压由包括低通滤波器162的补偿环路自动调整，以消除输出调节偏移。
137.因此，在如图6所例示的一个或多个实施例中，这样的反馈环路促进补偿输出偏移(在稳定状态下)，而无论由参考电压v
ref
表示的期望设定点的值如何。
138.这样的补偿环路可以被设计成具有比转换器带宽小(得多)的带宽，其旨在管理由于负载和线路瞬变引起的输出变化。
139.因此，本文所讨论的输出偏移补偿环路不会影响dc-dc调节操作：这样的补偿环路具有小(得多)的带宽，因此无法"看到"预期由转换器管理的快速变化，并且可能对其作出不期望的反应(也就是说，这些变化对偏移补偿环路来说太快了，偏移补偿环路将它们简单地过滤掉)。
140.在图6所示的实施例中，偏移补偿环路缓慢地调整稳态输出调节值，不断地整合节点fb
replica
处的信号和参考电压v
ref
之间的剩余误差。
141.低通滤波器162可以是简单的结构(例如一阶rc低通滤波器)，具有足够高的输入阻抗(与从节点fb
replica
往回"看"的复制分压器r3、r4的阻抗相比)，表示有利的特征。
142.考虑到偏移补偿环路的带宽规格，这样的输入阻抗可以以相对容易的方式获得：例如，在一阶rc低通滤波器的情况下，电阻值r可以很容易地选择高达1mω或以上。
143.本文所讨论的补偿环路促进减轻在本说明书的介绍部分所讨论的诸如100的转换器的行为和性能中所注意到的缺点。转换器的性能，例如在输出调节的精度和准确性方面，最终得到了改进。
144.图7的电路图说明了其中图6的复制反馈分压器r3、r4被免除的实施例，在图7中与前面已经讨论过的部件或元件类似的部件或元件用类似的参考符号表示，以便不会为了简洁而重复相应的描述。
145.在一个或多个实施例中，如图7所示，补偿环路可以通过参照运算放大器164(的非反相)直接监测(经调节的)输出电压vo而被"关断"，参考值v
ref-fs
被施加到参照运算放大器164(的非反相)，参考值v
ref-fs
是通过将v
ref
按因子缩放得到的，考虑到了分压器r1、r2的划分比。
146.事实上：在如图6所示的实施例中，误差放大器164针对参考电压v
ref
监测v
filt
，v
filt
是节点fb
replica
＝vo*r4/(r3 r4)＝vo*r2/(r1 r2)处的信号的经低通滤波的版本；在如图7所示的实施例中，误差放大器164针对v
ref-fs
＝v
ref
*(r1 r2)/r2监测v
filt
，v
filt
是vo的经低通滤波的版本。
147.如图7所示的实施例可以利用以下事实：在各种dc-dc和pmic布置中，调节设定点是通过电阻分压器(或类似电路装置)从较高的参考源(诸如较高的电压源)产生的。
148.在这样的布置中，诸如参考电压v
ref
这样的经缩放的值以及诸如与vo对齐的v
ref-fs
这样的"满量程"值可能已经可用，因此在如图7所例示的实施方案中，在生成参考电压v
ref-fs
时可能不涉及附加的电路装置。
149.图6和图7中例示的一个或多个实施例依靠误差放大器(诸如164)，该误差放大器监测期望输出设定点v
ref
(可能由v
ref-fs
提供)和输出信号vo的平均值之间的差，并且通过受控电流源(例如166)调整由pfm比较器16观察的反馈(电压)信号。
150.正如所讨论的那样，图6和图7中例示的一个或多个实施例实现了闭环解决方案，其相关的好处是能够(只要补偿环路具有足够高的增益)补偿由于诸如工艺、电压、温度(pvt)变化、老化、部件降级和类似现象等因素而造成的输出偏移，输出偏移补偿与期望设定点v
ref
和操作参数(诸如t
on
、i
load
和v
in
)等无关。
151.对整体电流消耗的影响可以忽略不计，因为额外的消耗只与运算放大器164和作为受控电流源的附加晶体管166有关。效率和功率消耗都没有受到明显的影响。
152.与常规的dc-dc或pmic解决方案相比，在系统复杂性和面积消耗方面的差很小，而且在很大程度上与所产生的优势相互呼应。
153.在那些使用两个反馈分压器(r1、r2和r3、r4：例如，见图6)的实施方案中，可以利用相匹配的布局，以尽量减少两者之间的失配。扩散电阻器可以是有利的，因为这种器件通常在匹配方面提供良好的性能。如果期望(高)精度，修剪动作可以是有益的，以减轻两个反馈分压器之间的失配以及运算放大器164中的偏移的影响。这样的误差放大器可以被设计出来(例如，用已知的技术-诸如斩波)，以便以减少的偏移和基本上可以忽略不计的失配操作。
154.本文例示的(转换器)电路(例如100)可以包括：第一电子开关(例如m
p
)和第二电子开关(例如mn)，通过其的电流路径(例如，在诸如功率mosfet的场效应晶体管的情况下，源极-漏极)在中间节点(例如，在第一电子开关mp和第二电子开关mn之间的a)处耦合；电感
器(或线圈，例如l)，电感器的第一端被耦合到中间节点，第二端(例如通过电容c)被耦合到输出节点(例如，vo)，该输出节点被配置为被耦合到电负载(例如ld，其可以是与本实施例不同的元件)，以对其施加输出信号；以及第一电子开关和第二电子开关的驱动电路装置(例如101、102、12、14、16、18)，该驱动电路装置被配置为使第一电子开关和第二电子开关在导电状态和非导电状态之间切换，其中第一电子开关在其导电状态期间在输入节点和所述中间节点之间提供电流流动线，并且第二电子开关在其导电状态期间在所述中间节点和接地(例如gnd)之间提供电流流动线。
155.应当理解的是，将驱动电路装置描述为被配置为使第一电子开关和第二电子开关在导电状态和非导电状态之间切换，并不一定意味着对两个开关的正向驱动动作：事实上，如前所述，在某些异步转换器中，可以使用二极管作为低侧电子开关mn，以取代诸如功率mosfet的晶体管，该二极管甚至在没有正向强制驱动动作时也能在导电状态和非导电状态之间切换。
156.在本文例示的电路中，驱动电路装置可以包括：第一反馈信号路径(例如，r1、r2、16)，与所述输出节点耦合，并且被配置为根据指示(例如，通过分压器r1、r2)所述输出节点处的所述输出信号的反馈信号与参考值之间的差，控制(例如en
drv
、hs
on
、ls
on
)第一电子开关和第二电子开关在所述导电状态和所述非导电状态之间的切换("导通"和/或"关断"时间，例如通过t
on
)；以及第二反馈信号路径(例如r3、r4、162、164、166、16)，包括低通滤波器(例如162)，低通滤波器(例如162)与所述输出节点耦合，并且被配置为提供经低通滤波的反馈信号(例如v
filt
)，第二反馈信号路径被配置为(例如参见164、166)根据所述经低通滤波的反馈信号(例如v
filt
)与相应参考值(例如图6中的v
ref
或图7中的v
ref-fs
)之间的差，补偿所述反馈信号。
157.在本文例示的电路中，所述第二反馈信号路径可以包括：差分电路(例如，164)，被耦合到所述低通滤波器，以从其接收所述经低通滤波的反馈信号(v
filt
)，并且被配置为产生指示所述经低通滤波的反馈信号与所述相应参考值之间的差的差信号；以及由所述差分电路驱动的信号发生器(例如，166)，该信号发生器被配置为根据所述差信号产生用于所述反馈信号的补偿信号，并且将所述补偿信号注入到所述反馈信号。
158.在本文例示的电路中，所述信号发生器可以包括由所述差电路驱动的跨导电路，可选地晶体管，如功率mosfet晶体管。
159.在本文例示的电路中，第一反馈信号路径可以包括分压器(例如，r1、r2)，该分压器被耦合到所述输出节点，以提供指示在所述输出节点处的所述输出信号的所述反馈信号，以用于与所述参考值进行比较。
160.在本文例示的电路中，第二反馈信号路径可以包括介于所述输出节点和所述低通滤波器之间的相应的分压器(例如r3、r4)。
161.在本文例示的电路中，所述分压器和所述相应的分压器可以：具有匹配的划分比，和/或包括扩散电阻器。
162.在本文例示的电路中，所述第二反馈信号路径可以包括与所述输出节点(直接，见图7)连接的所述低通滤波器。
163.在本文例示的电路中，第一电子开关和第二电子开关可以包括晶体管，可选地功率mosfet晶体管，该晶体管具有由所述驱动电路装置驱动的相应的控制电极(例如，在诸如
功率mosfet的场效应晶体管的情况下的栅极)。
164.正如反复提及的那样，这并不表示强制性的特征，只是为了举例说明，在某些异步转换器中，可以用二极管作为低侧电子开关mn来代替诸如功率mosfet的晶体管。
165.本文例示的设备可以包括：本文例示的电路(例如100)；以及电负载(例如ld)，被耦合到所述输出节点(例如经由平滑电容器c)，以从中接收所述输出信号。
166.本文例示的操作电路或设备的方法可以包括：将电源信号施加到所述输入节点；以及在所述输出节点处收集经转换的输出信号。
167.在不影响基本原则的情况下，细节和实施例可以在不偏离保护范围的情况下，相对于仅通过例示的方式已经描述的内容进行变化，甚至显著地变化。
168.保护的范围由所附的权利要求决定。