一种可应用于DohertyPA的功分器的制作方法

一种可应用于doherty pa的功分器
技术领域
1.本发明属于射频功率放大器领域，尤其涉及一种ingap/gaas hbt(异质结双极型晶体管)工艺制作的可应用在doherty pa(功率放大器)的功分器。


背景技术：

2.射频功分器的功能是将一路信号按照一定的功率分配比分配到各个支路系统中。在5g以及iot(物联网)等无线通信技术飞速发展的今天，无线通信设备和终端产品已经成为重要的产业和研究热点，射频功分器正广泛应用在通信、雷达等微波设备，但传统的窄带且尺寸相对较大的射频无源器件已经无法满足未来射频通信系统多功能、小型化的需求。一般应用在doherty功率放大器需要单独的功分器以及输入阻抗匹配，这需要消耗很大的面积，而doherty是一种一路分多路型的结构，完美了契合了功分器的使用。为了进一步减小器件尺寸，进一步提高rf通信系统的集成度，因此，研究可应用在doherty功放的功分器具有较大的学术价值和现实意义。
3.常见的功分器类型有wilkinson(威尔金森)功分器、bagley多边形功分器(bpd)以及gysel功分器等等，而在射频通信系统中，wilkinson功分器是应用数量最多，使用最广泛的无源器件。相较于图1中传统的功分器，wilkinson功分器在两个输出端口之间加入了一个隔离电阻，虽然这个隔离电阻能提高输出端口之间的隔离度，但是对于常见的用同轴的结构实现的wilkinson功分器需要有额外的隔离电阻使得结构相对复杂，另外需要单独的功分器和doherty功放的输入匹配元件，使得无源网络尺寸较大，而且在频率较高时输入驻波性能也会变得很差。因而，针对传统wilkinson功分器结构复杂、集成度低和应用面窄的问题，提供了一种可应用在射频doherty功率放大器中的功分器是十分重要的。


技术实现要素：

4.为解决上述技术问题，本发明提供了一种可应用doherty pa的功分器，更改了传统wilkinson功分器的功率分配结构，减少了所需无源器件尺寸的同时实现了功率分配与doherty pa输入阻抗匹配的良好结合。
5.本发明所述的一种可应用于doherty pa的功分器，包括双l型参数网络及晶体管输入端寄生的结电容c
jc
、c
jp
，所述双l型参数网络包括高通滤波电容c1、高通l型网络和低通l型网络，所述高通滤波电容c1的一端与doherty功率放大器的输入端rfin1连接，高通滤波电容c1的另一端分别与高通l型网络、低通l型网络连接，两个l型网络分别通过对应的寄生结电容c
jc
、c
jp
与doherty功率放大器的载波放大器、峰值放大器连接，所述载波放大器、峰值放大器对应连接输出端rfout2、输出端rfout3，其中，高通l型网络产生-45
°
的移相，低通l型网络产生 45
°
移相。
6.进一步的，所述高通l型网络包括电容c2及与其相连的电感l2，整个高通l型网络与载波放大器输入端接地的输入寄生结电容c
jc
相连。
7.进一步的，低通l型网络包括电感l1及与其相连的电感l3，电感l3的另一端接地，整
个低通型l型网络与峰值放大器输入端接地的输入寄生结电容c
jp
相连。
8.进一步的，所述功分器为1:1等功率分配。
9.进一步的，对于输入功率若按k2的指定功率分配比单独传送给两个输出负载，所述输出端rfout2与输出端rfout3的传功功率比为p2/p3＝v
2 y0/v3y0＝k2，即两个端口的功率的比值表示对应的电压乘以导纳的比值。本发明的两个输出端口的功率比为1:1，即k＝1本技术的两个输出端口的功率比为1:1，即k＝1。其中电压和电流满足以下公式：
[0010]v2
＝kv3[0011]
i2＝v2(y0 jy
0 tanθ2)
[0012]
i3＝v3(y0 jy
0 tanθ4)
[0013]
其中，v、i分别代表电压电流，下标2、3分别表示输出端rfout2以及输出端rfout3，y0表示阻抗z0的倒数导纳，θ表示电长度，其中电容c2和电感l2等效为电长度为θ1，特性阻抗为z0的传输线，电感l2和载波放大器寄生结电容c
jc
等效为电长度为θ2，特性阻抗为z0的传输线，电感l1和电感l3等效为电长度为θ3，特性阻抗为z0的传输线，电感l3和峰值放大器的输入寄生结电容c
jp
等效为电长度为θ4，特性阻抗为z0的传输线，k表示两个输出端口的功率比值，j表示虚部。
[0014]
进一步的，组成功分器的各个管子包括电容c1、c2以及电感l1、l2、l3，其均采用ingap/gaas hbt(异质结双极型晶体管)。
[0015]
本发明所述的有益效果为：通过双l型匹配网络结构的使用，调节优化电容c2和电感l1的参数大小，降低了小信号s参数中s
11
的大小，降低了doherty pa的输入驻波，并且还大大减少了所需无源器件的数目以及面积，增加了电路的集成度，在不改变功分器功能的前提下，实现了1:1的等功率分配的功分器。
附图说明
[0016]
为了使本发明的内容更容易被清楚地理解，下面根据具体实施例并结合附图，对本发明作进一步详细的说明。
[0017]
图1是传统的威尔金森功分器结构示意图；
[0018]
图2是传统的威尔金森功分器等效虚断的偶数模原理图；
[0019]
图3是可应用在doherty pa上的功分器的总体结构图；
[0020]
图4是提出的偶数模功分器的结构示意图；
[0021]
图5是提出的偶数模功分器的原理图；
[0022]
图6是提出的功分器的端口间散射参数仿真图；
[0023]
图7是使用本发明功分器的doherty pa两路输出功率变化曲线图。
具体实施方式
[0024]
如图3所示，本发明在传统wilkinson功分器的基础上，更改了功分器的无源器件结构，提出了一种可应用在doherty pa的功分器，其包括双l型参数网络及doherty功放的输入寄生结电容c
jc
、c
jp
，所述双l型参数网络包括高通滤波电容c1、高通l型网络和低通l型网络，所述高通滤波电容c1的一端与doherty放大器的输入端rfin1连接，高通滤波电容c1的另一端分别与高通l型网络、低通l型网络连接；其中，所述高通l型网络包括电容c2及与其
相连的电感l2，然后整个高通l型网络与载波放大器输入端接地的输入寄生结电容c
jc
相连；低通l型网络包括电感l1及与其相连的电感l3，电感l3的另一端接地，然后整个低通l型网络与峰值放大器输入端接地的输入寄生结电容c
jp
相连；所述载波放大器、峰值放大器对应连接输出端rfout2、输出端rfout3。
[0025]
本发明所述的一种可应用在doherty pa的功分器，所述高通l型网络对应输入端的串联电容c2和并联到地的电感l2产生-45
°
的移相，低通l型网络对应输入端的串联电感l1和并联到地电感l3产生 45
°
移相，两者产生90
°
相位差，分别作用在载波放大器和峰值放大器之间，最终得到两个相等功率的输出。
[0026]
如图4所示，当信号从输入端rfin1输入时，l2与c
jc
以及l3与c
jp
分别在基频(工作频率3.5ghz)处并联谐振，根据双l型匹配网络的对称性，m点和n点分别对地的电压vm、vn相等，再加上相同的负载电阻z0，根据u2/r可知，两个输出端口实现相同的功率。
[0027]
晶体管寄生的并联寄生结电容用来与并联电感在基频中产生谐振，因此可以省去部分的无源元件，最终，可用于doherty功率放大器的功分器只需要一个高通滤波电容c1和两个l型匹配的输入网络c2、l2以及l1、l3，来产生一个1:1等功率分配的功分器。
[0028]
所述双l型参数网络的每一路的lc网络与各自放大器的输入寄生结电容又可等效为带一定电长度以及特性阻抗的传输线，电容c2和电感l2等效为电长度为θ1，特性阻抗为z0的传输线，电感l2和载波放大器寄生结电容c
jc
等效为电长度为θ2，特性阻抗为z0的传输线，电感l1和电感l3等效为电长度为θ3，特性阻抗为z0的传输线，电感l3和峰值放大器的输入寄生结电容c
jp
等效为电长度为θ4，特性阻抗为z0的传输线。
[0029]
对于m和n点的电压幅值和相位相等，此时无电流流动通过隔离电阻；当输入功率按k2的指定功率分配比单独传送给两个输出负载时，输出端口rfout2与rfout3的传输功率比值为p2/p3＝v
2 y0/v3y0＝k2，当两个端口输出功率相等时，即k＝1，两个端口的功率的比值表示对应的电压乘以导纳的比值；以上电压和电流应满足下式
[0030]v2
＝kv3[0031]
i2＝v2(y0 jy
0 tanθ2)
[0032]
i3＝v3(y0 jy
0 tanθ4)
[0033]
其中，v、i分别代表电压电流，下标2、3分别表示输出端口rfout2以及输出端口rfout3，y0表示阻抗z0的倒数导纳，θ表示电长度；其中电容c2和电感l2等效为电长度为θ1，特性阻抗为z0的传输线；电感l2和载波放大器寄生结电容c
jc
等效为电长度为θ2，特性阻抗为z0的传输线；电感l1和电感l3等效为电长度为θ3，特性阻抗为z0的传输线；电感l3和峰值放大器的输入寄生结电容c
jp
等效为电长度为θ4，特性阻抗为z0的传输线。
[0034]
当功放工作时，输入端会产生不小的寄生电容，充分利用这一特性对于缓解外接的匹配元件的尺寸和数量很有意义。
[0035]
其中，对于hbt(异质结双极型晶体管)，其模型中提取出来的等效c
in
(输入电容)可以表示为
[0036]cin
＝c
be
c
bc
[1 gm(ro//r
opt
)]
[0037]
通过对输入电容的提取，来调整ab类偏置的载波放大器和c类偏置的峰值放大器中晶体管的面积大小来产生合适的输入寄生结电容的大小，从而有利于降低功放输入阻抗的匹配的难度。其中，r
opt
表示为输出匹配阻抗，c
be
、c
bc
分别表示基极到发射极以及基极到
集电极的电容。
[0038]
本发明所述的一种可应用在doherty pa的功分器，双l型参数网络可以等效为带一定电长度和特性阻抗的传输线，输入并联的电感与晶体管等效的输入寄生结电容在基频谐振，显示出虚拟开路的等效偶数模电路。类似于奇数模分析，输入端口rfin1的电阻被分成两个并联的电阻，端口rfout2和端口rfout3之间的电阻被分成两个串联的电阻。电压点现在用上标“e”表示在每个点上与偶数模相关联的总电压。此外，图2显示端口2和端口3之间的电阻本质上是断开的(由对称的开路平面端接)，因此传统的威尔金森功分器的隔离电阻可以从电路中移除。通过图2的偶数模分析的等效电路，得到下式
[0039][0040]zin
表示等效的从输入端口1看去的的输入阻抗，其中，z0是负载阻抗(在这种情况下，由于短路线路为零)，zc是传输线的特性阻抗，β是2π/λ，λ表示波长，d表示传输线的长度。v
1e
等于通过负载2z0的电压降。可表示为
[0041]
v(z')＝i
l
(z
l cosβz' zcjsinβz')
[0042]
其中，v(z')表示任意点z'处的电压大小，它可以用流过负载的电流i
l
、负载阻抗z0和传输线的特性阻抗zc来求解。由于偶数模态分析采用了叠加的方法，所以每次分析时每个节点的电压可以相加得到每个节点的总电压。
[0043]
以下结合一个具体实施例来详细说明，该实施例中的pa为两路输出的doherty结构，功分器使用了两个l型lc参数网络，用实际的并联电容模拟晶体管的输入寄生结电容，如图5所示，小信号s参数仿真下，工作在3.5ghz的功分器，其两个输出端口完成了3db左右的插值损耗，并且各端口之间表现出了较好的隔离度，仿真结果如图6所示。其中，图6中(a)图表示输入端口1的隔离度，(b)和(c)两幅图各表示输出端口2和输出端口3的插值损耗，(d)图表示输出端口2的隔离度。
[0044]
将本发明的功分器应用在3.5ghz的doherty pa中，进行hb仿真得到载波放大器与峰值放大器的的输出功率随着输入功率的增加最终达到相等，仿真结果如图7所示。
[0045]
综上可知，本发明所述的可应用在doherty pa的功分器在传统wilkinson功分器的基础上更改了功分器的无源器件结构，通过这种可应用在doherty pa的功分器，可以用lc参数网络实现功率分配的同时进行doherty pa输入阻抗匹配，从而达到了1:1等功率分配的目的，一定程度实现了缩减所需无源器件数目的目的。与传统的独立的wilkinson功分器与额外的输入匹配阻抗相比，实现了功分器与doherty pa输入阻抗匹配的有机结合，提高了单片集成度和拓展了功分器的应用面。
[0046]
以上所述仅为本发明的优选方案，并非作为对本发明的进一步限定，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的各种等效变化均在本发明的保护范围之内。