一种单级电流源软开关AC/DC变换器的制作方法

一种单级电流源软开关ac/dc变换器
技术领域
1.本实用新型涉及功率因数校正技术领域，尤其涉及一种单级电流源软开关ac/dc变换器。


背景技术：

2.ac/dc变换器广泛应用于各种开关电源及电力电子设备中，如充电器、电源适配器、led驱动、通信电源整流器及工业控制电源等。如图1所示，传统两级ac/dc变换器一般由前级功率因数校正(pfc)电路及后级dc/dc变换器构成。前后两级变换器具有两套独立功率变换及其控制电路，前级pfc电路通常使用升压变换器(boost)，主要包括升压电感lb、功率开关管qb及功率开关管qb的体二极管d
qb
、功率二极管db、直流母线电容cb及pfc控制芯片。后级dc/dc通常使用llc半桥变换器，主要包括原边功率开关管q1及功率开关管q1的体二极管d
q1
和原边功率开关管q2及功率开关管q2的体二极管d
q2
、谐振电感lr、谐振电容cr、主变压器t1、副边整流二极管d5和d6、输出滤波电容co及llc控制芯片。另外，lf、cf为输入emi滤波器的滤波电感和滤波电容，d1、d2、d3、d4为输入整流二极管，r
l
为输出负载。boost pfc变换器一般具有旁路二极管，交流输入出现瞬时高压或突波时，给直流母线电容旁路充电而吸收多余能量提高可靠性，同时在变换器启动时给直流母线电容预充电。
3.交流输入电压经过整流二极管后的电压为vac，前级boost变换器升压工作，在cb两端形成较为稳定的直流母线电压v
b
。由于boost变换器输入电流连续的内在特性，再通过相应功率因数控制策略，可实现输入电流与交流电压相同频率、相同相位，从而达到更高功率因数和更低输入电流谐波失真。后级dc/dc变换器中，lr、cr及t1激磁电感lm形成串并联高频谐振，谐振电流ir滞后于中点电压vm相位，从而实现功率开关管q1、q2的零电压开通、副边整流二极管零电流关断，其软开关特性可提高dc/dc转换效率。由于其突出性能和成熟度优势，boost pfc和llc技术至今已广泛使用了近二十年，但两级结构的电路器件过多，pfc、dc/dc驱动和控制电路复杂，同时性能进一步提高已经达到了瓶颈，尤其较高成本限制了较难应用在中小功率开关电源中。近几年来提出了传统单级ac/dc变换器，如图2所示，可以达到高功率因数和软开关工作，但是仅适宜较窄交流输入电压范围，否则直流母线电容电压会在较大范围内波动，导致功率器件选型较为困难。
4.实际上，传统单级ac/dc变换器中pfc和llc dc/dc共用功率开关管q1、q2，pfc和llc dc/dc工作电流同时流过q1、q2，导致其导通损耗较大。由于存在诸多局限性，如同十年前的单级功率因数技术，这种单级变换器至今未被实际使用，近几年又提出了电荷泵单级pfc技术，分为电压源电荷泵(vs
‑
cp)、电流源电荷泵(cs
‑
cp)及连续输入电流电荷泵(cic
‑
cp)，vs
‑
cp、cic
‑
cp一般使用反激拓扑(flyback)而无法应用于较大功率场合。cs
‑
cp半桥变换器如图3所示，其中lr、cr1分别为谐振电感、谐振电容，d5为电荷泵二极管，cd为电荷泵电容，cb为直流母线电容。
5.cs
‑
cp半桥变换器可以达到高转换效率、低输出纹波、低成本及软开关工作，但是仅适宜较窄交流输入电压范围，输入电压较宽时功率因数较低、输入电流谐波失真较大。开
关电源交流输入电压一般较宽，因此需要单级ac/dc变换器近似达到两级拓扑的性能指标，同时降低两级拓扑器件数量及其物料成本。


技术实现要素：

6.为了克服现有技术的不足，本实用新型的目的在于提供一种单级电流源软开关ac/dc变换器，能达到高功率因数、低输入电流谐波失真、高转换效率，可广泛应用于各类开关电源中。
7.本实用新型提供一种单级电流源软开关ac/dc变换器，包括输入交流电源、输入端滤波电感、输入端第一滤波电容、工频整流桥、谐振开关电容电路和dc/dc半桥变换器；所述谐振开关电容电路包括高频整流电路、高频耦合电容、谐振电感、第一谐振电容和直流母线电容，所述dc/dc半桥变换器包括原边第一功率开关管及原边第一功率开关管的体二极管、原边第二功率开关管及原边第二功率开关管的体二极管、输出整流电路、输出滤波电容、采样与反馈电路、隔离光耦、控制器和输出负载；所述输入交流电源、所述输入端滤波电感和所述输入端第一滤波电容依次形成串流回路，所述输入端第一滤波电容与所述工频整流桥的第一输入端和第二输入端连接，所述高频整流电路、所述高频耦合电容与所述工频整流桥的输出端连接，所述高频耦合电容与所述原边第一功率开关管的源极连接，所述直流母线电容接在所述高频整流电路和所述工频整流桥的输出端之间，所述原边第一功率开关管的栅极、所述原边第二功率开关管的栅极与所述控制器连接，所述原边第二功率开关管的漏极与所述原边第一功率开关管的源极连接，所述原边第一功率开关管的漏极或所述原边第二功率开关管的源极与所述高频整流电路连接，所述原边第二功率开关管的源极或所述原边第一功率开关管的漏极与所述工频整流桥的输出端连接，所述谐振电感、所述原边第一功率开关管的源极与所述输出整流电路连接，所述输出滤波电容和所述输出负载并联，并与所述输出整流电路连接，所述采样与反馈电路与所述输出滤波电容并联，所述采样与反馈电路经所述隔离光耦与所述控制器连接，所述第一谐振电容的一端与所述谐振电感连接，另一端与所述工频整流桥的输出端连接。
8.进一步地，所述输出整流电路包括副边第一整流二极管、副边第二整流二极管，所述副边第一整流二极管的正极与所述副边第二整流二极管的负极连接，所述高频耦合电容与所述副边第二整流二极管的负极连接，所述谐振电感与所述副边第二整流二极管的正极连接，所述输出滤波电容一端与所述副边第一整流二极管的负极连接，另一端与所述副边第二整流二极管的正极连接。
9.进一步地，所述输出整流电路包括副边第一整流二极管、副边第二整流二极管、副边第三整流二极管、副边第四整流二极管，所述副边第一整流二极管、所述副边第二整流二极管、所述副边第三整流二极管、所述副边第四整流二极管组成输出整流桥，所述谐振电感与所述输出整流桥的第二输入端连接，所述高频耦合电容与所述输出整流桥的第一输入端连接，所述输出滤波电容一端与所述输出整流桥的第一输出端连接，另一端与所述输出整流桥的第二输出端连接。
10.进一步地，所述dc/dc半桥变换器还包括变压器，所述变压器的原边绕组的一端与所述谐振电感连接，所述变压器的原边绕组的另一端与所述原边第一功率开关管的源极连接，所述变压器的副边第一绕组与所述输出整流电路连接。
11.进一步地，所述输出整流电路包括副边第一整流二极管、副边第二整流二极管，所述变压器的副边第一绕组上端与所述副边第一整流二极管的正极连接，所述变压器的副边第二绕组下端与所述副边第二整流二极管的正极连接，所述副边第二整流二极管的负极与所述副边第一整流二极管的负极连接，所述输出滤波电容和所述输出负载并联接在所述副边第一整流二极管的负极和所述变压器的副边第一绕组下端之间。
12.进一步地，所述高频整流电路包括第一高频整流二极管，所述第一高频整流二极管一端与所述工频整流桥的输出端连接，另一端与所述原边第一功率开关管的漏极或所述原边第二功率开关管的源极连接。
13.进一步地，所述高频整流电路包括第一高频整流二极管、第二高频整流二极管、第三高频整流二极管、第四高频整流二极管、输入端第三滤波电容、第二谐振电容，所述第一高频整流二极管、所述第二高频整流二极管、所述第三高频整流二极管、所述第四高频整流二极管组成高频整流桥，所述工频整流桥的第一输出端与所述高频整流桥的第二输出端连接，所述高频整流桥的第一输出端与所述原边第一功率开关管的漏极连接，所述高频耦合电容的一端与所述高频整流桥的第二输入端连接，所述高频耦合电容的另一端与所述原边第一功率开关管的源极连接，所述输入端第三滤波电容接在所述高频整流桥的第二输入端和所述工频整流桥的第二输出端之间，所述第一谐振电容与所述高频整流桥的第一输入端连接，所述第二谐振电容的一端与所述谐振电感连接，另一端与所述高频整流桥的第二输入端连接。
14.进一步地，所述高频整流电路包括第一高频整流二极管、第二高频整流二极管、第三高频整流二极管、第四高频整流二极管、第二谐振电容，所述输入端第一滤波电容一端与所述第三高频整流二极管的正极连接，另一端与所述第四高频整流二极管的正极连接，所述第三高频整流二极管的负极与所述第四高频整流二极管的负极连接，所述第四高频整流二极管的负极与所述第二高频整流二极管的正极连接，所述第二高频整流二极管的负极与所述第一高频整流二极管的负极连接，所述第三高频整流二极管的负极经所述第二谐振电容与所述谐振电感连接。
15.进一步地，所述谐振开关电容电路还包括谐振开关电容，所述谐振开关电容与所述第一高频整流二极管或第二高频整流二极管并联；还包括输入端第二滤波电容，所述输入端第二滤波电容接在所述工频整流桥的第一输出端和第二输出端之间，所述谐振开关电容、所述输入端第二滤波电容、所述直流母线电容形成串联回路。
16.进一步地，所述谐振开关电容电路还包括第三谐振电容，所述第三谐振电容与所述谐振电感连接，所述第三谐振电容与所述工频整流桥的第一输入端连接。
17.相比现有技术，本实用新型的有益效果在于：
18.本实用新型提供一种单级电流源软开关ac/dc变换器，主要由谐振开关电容电路和dc/dc半桥变换器构成，功率开关管复用于pfc和dc/dc变换功能，谐振开关电容电路的核心部件为高频整流二极管、谐振开关电容、高频耦合电容和串联谐振电路，dc/dc半桥变换器中点高频电压经过串联谐振电路和高频耦合电容形成高频谐振电流，通过扩大输入整流二极管导通角，从而实现ac/dc变换器的功率因数校正功能及高频软开关工作，能达到高功率因数、低输入电流谐波失真、高转换效率，可广泛应用于各类开关电源中，如充电器、电源适配器、led驱动、通信电源及工控电源等。
19.上述说明仅是本实用新型技术方案的概述，为了能够更清楚了解本实用新型的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本实用新型的较佳实施例并配合附图详细说明如后。本实用新型的具体实施方式由以下实施例及其附图详细给出。
附图说明
20.此处所说明的附图用来提供对本实用新型的进一步理解，构成本技术的一部分，本实用新型的示意性实施例及其说明用于解释本实用新型，并不构成对本实用新型的不当限定。在附图中：
21.图1为本实用新型背景技术的传统两级ac/dc变换器示意图；
22.图2为本实用新型背景技术的传统单级ac/dc变换器示意图；
23.图3为本实用新型背景技术的cs
‑
cp半桥变换器示意图；
24.图4为本实用新型的单级电流源软开关ac/dc变换器实施例一示意图；
25.图5为本实用新型的单级电流源软开关ac/dc变换器主要工作波形示意图；
26.图6为本实用新型的采样与反馈电路和控制器示意图；
27.图7为本实用新型的v
b
/|v
in
|与输入整流二极管导通角θ的函数关系示意图；
28.图8为本实用新型的单级电流源软开关ac/dc变换器实施例二示意图；
29.图9为本实用新型的单级电流源软开关ac/dc变换器实施例三示意图；
30.图10为本实用新型的单级电流源软开关ac/dc变换器实施例四示意图；
31.图11为本实用新型的单级电流源软开关ac/dc变换器实施例五示意图；
32.图12为本实用新型的单级电流源软开关ac/dc变换器实施例六示意图；
33.图13为本实用新型的单级电流源软开关ac/dc变换器实施例七示意图；
34.图14为本实用新型的单级电流源软开关ac/dc变换器实施例八示意图；
35.图15为本实用新型的单级电流源软开关ac/dc变换器实施例九示意图。
具体实施方式
36.下面，结合附图以及具体实施方式，对本实用新型做进一步描述，需要说明的是，在不相冲突的前提下，以下描述的各实施例之间或各技术特征之间可以任意组合形成新的实施例。
37.一种单级电流源软开关ac/dc变换器，包括输入交流电源ac、输入端滤波电感lf、输入端第一滤波电容cf1、工频整流桥、谐振开关电容电路和dc/dc半桥变换器；工频整流桥由输入整流二极管d1、d2、d3、d4组成，同时也复用为谐振开关电容电路的一部分，d1与d3串联，d2与d4串联，两个串联支路再并联，d1与d3之间的连接点为第一输入端，d2与d4之间的连接点为第二输入端，d1与d2之间的连接点为第一输出端，d3与d4之间的连接点为第二输出端。谐振开关电容电路包括高频整流电路、高频耦合电容cp、谐振电感lr、第一谐振电容cr1和直流母线电容cb；内部集成dc/dc半桥变换器可使用已知的多种软开关谐振变换器，可选地采用串联谐振变换器(src)或llc串并联谐振半桥变换器，包括原边第一功率开关管q1及原边第一功率开关管q1的体二极管dq1、原边第二功率开关管q2及原边第二功率开关管q2的体二极管dq2、输出整流电路、输出滤波电容co、采样与反馈电路、隔离光耦、控制器和输出负载rl；原边第一功率开关管q1和原边第二功率开关管q2复用于pfc和dc/dc功率变
换功能。输入交流电源、输入端滤波电感和输入端第一滤波电容依次形成串流回路，输入端第一滤波电容cf1与工频整流桥的第一输入端和第二输入端连接，高频整流电路、高频耦合电容cp与工频整流桥的输出端连接，高频耦合电容cp与原边第一功率开关管的源极连接，直流母线电容接在高频整流电路和工频整流桥的输出端之间，cb两端直流电压视作恒定，也给dc/dc半桥谐振变换器提供能量输入。原边第一功率开关管的栅极、原边第二功率开关管的栅极与控制器连接，原边第二功率开关管的漏极与原边第一功率开关管的源极连接，原边第一功率开关管的漏极或原边第二功率开关管的源极与高频整流电路连接，原边第二功率开关管的源极或原边第一功率开关管的漏极与工频整流桥的输出端连接，谐振电感lr、原边第一功率开关管q1的源极与输出整流电路连接，输出滤波电容co和输出负载并联，并与输出整流电路连接，采样与反馈电路与输出滤波电容co并联，采样与反馈电路经隔离光耦与控制器连接，第一谐振电容cr1的一端与谐振电感lr连接，另一端与工频整流桥的输出端连接。
38.如图4所示，dc/dc半桥变换器还包括变压器t1，变压器t1的原边绕组的上端与谐振电感lr连接，变压器t1的原边绕组的下端与原边第一功率开关管q1的源极连接，变压器t1的副边第一绕组与输出整流电路连接。t1和lr可以使用同一套磁芯，而构成磁集成形式。具体的，输出整流电路包括副边第一整流二极管d5、副边第二整流二极管d6，变压器t1的副边第一绕组上端与副边第一整流二极管d5的正极连接，变压器t1的副边第二绕组下端与副边第二整流二极管d6的正极连接，副边第二整流二极管d6的负极与副边第一整流二极管d5的负极连接，输出滤波电容co和输出负载rl并联接在副边第一整流二极管d5的负极和变压器t1的副边第一绕组下端之间。
39.高频整流电路包括第一高频整流二极管d7，第一高频整流二极管d7一端与工频整流桥的输出端连接，如图4所示，另一端与原边第一功率开关管q1的漏极。如图13所示，即图4中第一个和第二个串联谐振支路接至输入整流正端而改接输入整流负端时，第一高频整流二极管d7另一端与原边第二功率开关管q2的源极连接。
40.如图4所示，谐振开关电容电路还包括谐振开关电容cd、第三谐振电容cr3，谐振开关电容cd与第一高频整流二极管d7并联，第三谐振电容cr3与谐振电感lr连接，第三谐振电容cr3与工频整流桥的第一输入端连接。还包括输入端第二滤波电容cf2，输入端第二滤波电容cf2接在工频整流桥的第一输出端和第二输出端之间，谐振开关电容cd、输入端第二滤波电容cf2、直流母线电容cb形成串联回路。d7也具有旁路二极管功能，交流输入出现瞬时高压或突波时，给直流母线电容旁路充电而吸收多余能量提高工作可靠性，同时在变换器启动时给直流母线电容预充电。半桥谐振变换器中点高频电压为vm，经过lr、cr1和cr3串联谐振电路形成高频谐振电流，同时vm经过另一个支路通过cp也构成另一个高频谐振电流，cr1、cr3和cp也能隔断直流分量信号。这个高频谐振电流扩大了d1、d2、d3、d4的导通角，从而实现ac/dc变换器功率因数校正功能，并且无需常规技术中的pfc控制芯片及其控制电路。同时通过合理设计半桥谐振变换器，可实现全范围软开关工作。
41.交流输入电压为v
in
、交流输入电流为iac，滤波电容cf2两端电压为vac，cb两端直流母线电压为v
b
。lr分别和cr1、cr3构成第一个与第二个串联谐振电路，同时通过cp构成第三个高频耦合电路，从而将中点高频电压vm转换为高频电流ir，这也是称之为电流型变换器的根本原因。其基本工作原理为：高频谐振电流ir对谐振开关电容cd进行充电和放电，使
vac分别在输入整流电压|v
in
|和直流母线电压v
b
之间变化。vac等于|v
in
|时，d1和d4或d2和d3分别对应输入正弦正负半周分时导通，产生与输入电压同相位的输入电流，从而实现pfc功能。母线电容cb为后级电路提供稳定的直流电压，通过调节开关频率，调节后级谐振变换器的增益，从而实现恒压或恒流输出。因此，母线电容cb实现了前级谐振开关电容pfc电路与后级src或llc等谐振变换器的功率解耦，使变频控制环路带宽不受二倍工频限制，快速的环路响应抑制了输出电流的二倍工频纹波。|v
in
|、v
b
、d7、及t1、lr、cr1、cr3、cd和d1、d2、d3、d4构成一个pfc串联闭合回路，谐振开关电容cd两端电压(v
b
‑
|v
in
|)也为pfc串联回路的输出电压，等效pfc负载电阻可视作与pfc输出电压并联，等效pfc负载电阻数值并不恒定，而跟随(v
b
‑
|v
in
|)瞬时值的变化而变化，高频谐振电流ir的幅值、相位、频率由高频中点电压vm决定。根据(v
b
‑
|v
in
|)的瞬时值变化状态，高频谐振电流ir分时交替流过d1和d4或d2和d3、或d7，即d1、d4或d2、d3导通时d7会关断，而d1、d4或d2、d3关断时d7会导通。输入整流二极管d1和d4或d2和d3的导通角由等效pfc负载电阻幅值决定：假设高频谐振电流ir恒定，如果等效pfc负载电阻增大时(即等效负载变轻时)，pfc输出电压(v
b
‑
|v
in
|)升高，d1和d4或d2和d3的导通角自动变小，则输入整流二极管平均电流相应减小，反之亦然。同时，输出电压较低时，输入整流二极管峰值电流基本不变；输出电压较高时，输入整流二极管峰值电流开始减小。
42.主要工作波形如图5所示，从上到下分别为：直流母线电压v
b
、输入整流电压|v
in
|、pfc输出电压(v
b
‑
|v
in
|)、交流输入电流i
ac
，输入emi滤波器lf、cf之后的高频电流i
in
。|v
in
|瞬时值较低时，pfc输出电压(v
b
‑
|v
in
|)瞬时值变高，交流输入正弦波正半周时流过d1、d4的电流导通角θ较小，则一个高频开关周期内流过d1、d4的电流平均值较小；|v
in
|瞬时值较高时，pfc输出电压(v
b
‑
|v
in
|)瞬时值变低，流过d1、d4的电流导通角θ较大，则一个高频开关周期内流过d1、d4的电流平均值较大，此即输入整流二极管工频周期的导通角调制方式。半桥谐振变换器工作于工频交流负半周时，其工作情况与正半周相似，这里不再重复描述。pfc输出电压(v
b
‑
|v
in
|)与等效pfc负载相关，等效pfc负载较轻时、pfc输出电压升高；等效pfc负载较重时、pfc输出电压降低，这种特性与传统pfc电路的功能相似。因此，这种导通角调制方式扩大了输入整流二极管导通角，交流输入电流i
ac
与交流输入电压v
in
的变化规律相同，可实现输入电流与交流电压相同频率、相同相位，从而实现了ac/dc变换器的功率因数校正功能，达到更高功率因数和更低输入电流谐波失真。
43.由此可见，功率开关管q1、q2复用于pfc和dc/dc功率变换功能，也就是既构成功率因数校正pfc电路也构成dc/dc变换器。同时，dc/dc半桥变换器中，lr、cr1、cr3、cp及t1构成串联谐振电路，设计中使高频谐振电流ir始终滞后于中点高频电压vm的相位，从而实现原边功率开关管q1、q2的零电压开通、副边整流二极管零电流关断，其优良的软开关特性可提高dc/dc转换效率。通过合理设计串联谐振电路参数，ac/dc变换器可实现全范围软开关工作。另外，图4中副边输出整流电路为全波整流，实际上副边也可采用全桥整流或其他形式的整流电路，形式不同的副边输出整流电路并不影响变换器正常工作。
44.如图6所示为采样与反馈电路和控制器。采样与反馈电路主要由运算放大器u1、采样电阻及采样电容构成，主要把输出电压vo或输出电流io进行衰减、调理与整形，需要实时采样vo或io的变化情况。u2为误差放大器，结合外围电阻、电容构成pid调节器，主要把采样信号与参考电压vref进行比较。误差信号通过原副边隔离光耦(未显示在图中)后进入压控
振荡器(u3)，根据误差电压的变化情况，实时改变压控振荡器的输出频率，其输出信号经过由u4、u5构成的门极驱动电路，再加上合适的死区设置，从而分别驱动dc/dc变换器上下功率开关管q1、q2。另外，控制器既可使用副边调节方式(ssr)，也可使用原边调节方式(psr)，ssr方式中原副边需使用隔离光耦。需要说明的是，模拟控制器也可通过数字控制技术实现，通过嵌入式软件编程，可以采用dsp、mcu等数字信号处理芯片。
45.传统单级ac/dc变换器中boost电感必须工作于电流断续工作模式，交流输入电压变化范围较宽时，直流母线电压v
b
会增大至其额定值的2
‑
3倍，这样给直流母线电容、功率开关管器件选型带来较大困难，同时会导致较大的功率损耗，同时对转换效率造成不利影响。本实用新型提出的单级软开关ac/dc变换器与传统单级ac/dc变换器具有本质性不同，其直流母线电压v
b
与输入整流电压|v
in
|的比值仅与输入整流二极管导通角θ存在函数关系，如图7所示，其中横轴为θ、纵轴为v
b
/|v
in
|。输出空载时θ＝0，输出满载时θ＝0.5，满载导通角选取θ>0.35以上时，v
b
基本维持在额定值附近，其波动幅度较小。
46.如图8所示，即图4中去掉第二串联谐振支路cr3，仍然存在第一串联谐振支路cr1及高频耦合支路cp，仅等效电容量有所减少。因此，图8的工作原理与图5、6、7基本相同，这里不再重复说明。
47.如图9所示，即图8中去掉滤波电容cf2。实际上，cf2两端电压为cb与cd两端电压之差，cf2与cd存在一定等效关系。因此，图9的工作原理与图8基本相同，这里不再重复说明。
48.如图10所示，即图8中去掉谐振开关电容cd。实际上，cd两端电压为cb与cf2两端电压之差，cd与cf2存在一定等效关系。因此，图10的工作原理与图8基本相同，这里不再重复说明。
49.如图11所示，即图4中增加第二谐振电容cr2及其第二高频整流二极管d8。为使电路正常工作，相应增加第三高频整流二极管、第四高频整流二极管d9、d10。cr2、d8、d10所构成的第三串联谐振支路与cr1、d7、d9所构成的第一串联谐振支路在电路结构上相当于并联关系，有助于降低cr1、cr2电流应力，进一步提高变换器电气性能。还增加了输入端第三滤波电容cf3，输入端第三滤波电容接在高频整流桥的第二输入端和工频整流桥的第二输出端之间。与图4类似，d7或d8两端也可并联谐振开关电容，谐振开关电容既可与滤波电容cf3同时存在也可二者选择其一。另外，也可去掉第二谐振支路cr3，这样并不影响变换器正常工作。因此，图11其工作原理与图5、6、7基本相同，这里不再重复说明。
50.如图12所示，即图4中增加第二谐振电容cr2及其第二高频整流二极管d8。为使电路正常工作，相应增加第三高频整流二极管、第四高频整流二极管d9、d10。实际上，图12是图11的电路简化形式，即图11中d7与d9、d8与d10为串联关系，可以调整cr1、cr2连接位置，两个串联谐振支路中可以各自省掉一个高频整流二极管。与图11类似，d7或d8两端也可并联谐振开关电容，谐振开关电容既可与滤波电容cf3同时存在也可二者选择其一。另外，也可去掉第二谐振支路cr3，这样并不影响变换器正常工作。因此，图12其工作原理与图11完全相同，这里不再重复说明。
51.如图13所示，即图4中第一个和第二个串联谐振支路接至输入整流正端而改接输入整流负端，改变接法并不影响变换器正常工作。因此，图13的工作原理与图5、6、7基本相同，这里不再重复说明。与图4的扩展电路形式类似，图13也可构成类似图8～图12的扩展电路形式，这里不再重复说明。
52.dc/dc半桥变换器既可以是隔离型，也可以为非隔离电路形式。如图14所示，即图4中去掉变压器t1而由隔离型ac/dc变换器改变为非隔离ac/dc变换器，并由副边第一整流二极管、副边第二整流二极管、副边第三整流二极管、副边第四整流二极管d5、d6、d8、d9构成输出全桥整流电路，d5和d8之间的连接点为第一输入端，d6和d9之间的连接点为第二输入端，d5和d6之间的连接点为第一输出端，d8和d9之间的连接点为第二输出端。谐振电感与输出整流桥的第二输入端连接，高频耦合电容与输出整流桥的第一输入端连接，输出滤波电容一端与输出整流桥的第一输出端连接，另一端与输出整流桥的第二输出端连接。非隔离电路形式并不影响变换器正常工作。因此，图14其工作原理与图5、6、7基本相同，这里不再重复说明。与图4的扩展电路形式类似，图14也可构成类似图8～13的扩展电路形式，这里不再重复说明。
53.如图15所示，这个非隔离ac/dc变换器为图14的电路变形，即去掉d6、d9，仅由d5、d8构成输出半波整流电路。d5的正极与d8的负极连接，高频耦合电容cp与d8的负极连接，谐振电感lr与d8的正极连接，输出滤波电容co一端与d5的负极连接，另一端与d8的正极连接。因此，图15的工作原理与图14基本相同，这里不再重复说明。与图4的扩展电路形式类似，图15也可构成类似图8～13的扩展电路形式，这里不再重复说明。
54.本实用新型提供一种单级电流源软开关ac/dc变换器，功率开关管复用于pfc和dc/dc功率变换功能，减少功率器件数量、降低物料成本；无需传统独立pfc电路，可以实现高功率因数、低输入电流谐波失真；节省传统pfc电路中功率开关器件及其驱动与控制电路，减少器件数量、降低体积；内部集成软开关dc/dc技术，降低功率器件开关损耗，提高转换效率；主变压器和谐振电感可以使用同一套磁芯，而构成磁集成形式，减少功率器件数量、降低物料成本；高频二极管复用为旁路二极管功能，提高输入瞬时高压或突波时的工作可靠性。
55.以上，仅为本实用新型的较佳实施例而已，并非对本实用新型作任何形式上的限制；凡本行业的普通技术人员均可按说明书附图所示和以上而顺畅地实施本实用新型；但是,凡熟悉本专业的技术人员在不脱离本实用新型技术方案范围内，利用以上所揭示的技术内容而做出的些许更动、修饰与演变的等同变化，均为本实用新型的等效实施例；同时,凡依据本实用新型的实质技术对以上实施例所作的任何等同变化的更动、修饰与演变等，均仍属于本实用新型的技术方案的保护范围之内。