使用噪声滤波器驱动LLCDC-DC转换器的同步整流器的方法和系统与流程

使用噪声滤波器驱动llc dc
‑
dc转换器的同步整流器的方法和系统
1.相关申请的交叉引用
2.该pct国际专利申请要求于2019年1月24日提交的美国临时专利申请第62/796,536号和于2019年1月24日提交的美国临时专利申请第62/796,547号的权益，其全部内容为通过引用并入本文中。
技术领域
3.本公开内容总体上涉及电感器
‑
电感器
‑
电容器(llc)型功率转换器，并且更具体地涉及对llc功率转换器中的同步整流器的控制。


背景技术：

4.通常使用开关电源来实现高效率和高功率密度。谐振dc
‑
dc转换器是一种类型的流行的开关电源。一种类型的谐振转换器——llc dc
‑
dc转换器——广泛用在电源应用中。该电路得益于简单、低成本、高效率和软开关。这样的llc dc
‑
dc转换器包括用于将交流(ac)电力转换为直流(dc)的整流器。这样的整流器可以包括一个或更多个整流二极管和/或一个或更多个开关例如开关晶体管(也称为同步整流器(sr))，用于将ac电力转换为dc。由于整流二极管的正向压降，在某些应用中，尤其是具有低输出电压和高负载电流的那些应用中，整流二极管的损耗显著。因此，sr典型地用于高负载电流llc dc
‑
dc转换器以减少次级损耗。
5.场效应晶体管(fet)例如金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)器件通常用作sr应用中的开关。mosfet器件的一个设计特征是它们的结构限定了以下体二极管：该体二极管的功能是允许沿一个方向的电流流动并且阻断沿相反方向的电流流动。在高负载电流应用中，sr的体二极管的损耗远高于sr的传导损耗，因此转换器的最佳效率取决于sr栅极驱动信号的井调整。一般地，当检测到sr两端的电压连续达到正向压降(vf)达数纳秒时，sr接通；并且当检测到sr两端的电压达到零时，sr关断。然而，现实世界的sr器件还具有被建模为与sr串联的电感器的寄生电感，并且寄生电感可能会导致sr过早关断。
6.已经提出补偿器电路来解决sr过早接通的问题，其中一些使用数字检测方法通过检测sr的体二极管的接通来接通sr。然而，当流过sr的电流减小为零时，在高负载电流下，sr两端仍然可能存在振铃电压。当振铃电压的最小值接近零时，sr的体二极管变为接通。这导致sr过早接通并产生不期望的和低效的操作。


技术实现要素：

7.本公开内容提供了一种llc功率转换器，该llc功率转换器包括开关级和谐振回路，该开关级被配置成以开关频率开关输入电力以将开关电力施加到谐振回路，并且该谐振回路包括谐振电感器、谐振电容器和并联电感。llc功率转换器还包括具有连接至谐振回路的初级绕组和次级绕组的变压器。同步整流器(sr)开关被配置成选择性地开关来自次级
绕组的电流以向负载供应经整流的电流。llc功率转换器还包括滤波器，该滤波器包括跨sr开关连接的滤波电容器和滤波电阻器，其中滤波电容器限定其两端的滤波电容器电压。整流器驱动器被配置成响应于滤波电容器电压小于阈值而将sr开关驱动到导通状态。
8.本公开内容还提供了一种操作llc功率转换器的方法。该方法包括：感测跨llc功率转换器的同步整流器(sr)开关连接的电阻器
‑
电容器(rc)滤波器的滤波电容器两端的滤波电容器电压；将滤波电容器电压与阈值电压进行比较；以及响应于滤波电容器电压小于阈值电压而将sr开关驱动到导通状态。
附图说明
9.本发明的设计的其他细节、特征和优点由参照相关联附图的实施方式示例的以下描述得到。
10.图1是机动车辆的配电系统的示意框图；
11.图2是根据本公开内容的一些实施方式的多相llc功率转换器的示意图；
12.图3是根据本公开内容的一些实施方式的单相llc功率转换器的示意图；
13.图4示出了根据本公开内容的一些实施方式的具有关于公共时间尺度的llc功率转换器中的电压线和电流线的图表；
14.图5a是等效于图3中所示的单相llc功率转换器的电路的示意图；
15.图5b是在电压振铃时间期间等效于图5a中所示的单相llc功率转换器的电路的示意图；
16.图5c是等效于图5b中所示的单相llc功率转换器的电路的示意图；
17.图6是具有等效rc滤波器的图5c中所示的单相llc功率变换器的示意图；
18.图7是具有耦接至sr1和sr2中的每一个的rc滤波器和驱动器的等效于图3中所示的单相llc功率变换器的电路的示意图；
19.图8a是示出了根据本公开内容的一些实施方式的单相llc功率转换器的各种参数的线的图表；
20.图8b是示出了根据本公开内容的一些实施方式的单相llc功率转换器的各种参数的线的图表；
21.图9是示出了根据本公开内容的一些实施方式的具有不同输入电压的单相llc功率转换器的效率的线的图表；
22.图10是示出了根据本公开内容的一些实施方式的多相llc功率转换器的效率线对输出电流的线的图表；以及
23.图11示出了根据本公开内容的一些实施方式的操作llc功率转换器的方法中的步骤的流程图。
具体实施方式
24.参照附图，将结合以下实施方式详细描述本发明。在本公开内容中，分析了sr两端的振铃电压，并且提出了用于llc dc
‑
dc转换器的过零滤波器。通过使用该滤波器，llc dc
‑
dc转换器可以很好地工作并且在高负载电流下保持高效率。
25.图1是示出具有多个车轮14的机动车辆12的配电系统10的示意图。配电系统10包
括高电压(hv)总线20，该高电压(hv)总线20连接至hv电池22以向电机24供应电力，电机24被配置成驱动车轮14中的一个或更多个。hv总线20可以具有250vdc
‑
430vdc的标称电压，但是可以使用其他电压。经由牵引变流器26例如变频交流(ac)驱动器和高电压dc
‑
dc转换器28向电机24供应电力。高电压dc
‑
dc转换器28向牵引变流器26供应经滤波和/或经调节的dc电力，经滤波和/或经调节的dc电力具有可以大于、小于或等于hv总线20的dc电压的电压。低电压dc
‑
dc转换器(ldc)30连接至hv总线20并且被配置成经由低电压(lv)总线34向一个或更多个lv负载32供应lv电力。ldc 30的额定功率可以为1kw
‑
3kw，但是额定功率可以更高或更低。lv负载32可以包括例如照明设备、音频设备等。ldc 30可以被配置成向低电压负载32供应具有例如9vdc
‑
16vdc的电压的dc电力，但是可以使用其他电压。辅助lv电池36连接至lv总线34。辅助lv电池36可以是铅酸电池，例如在常规车辆电力系统中使用的那些电池。当ldc 30不可用时，辅助lv电池36可以向lv负载32供应电力。替选地或附加地，辅助lv电池36可以向lv负载32提供超过ldc 30的输出的补充电力。例如，辅助lv电池36可以向起动电机提供超过ldc 30的输出的大浪涌电流。辅助lv电池36可以稳定和/或调节lv总线34上的电压。车载充电器40和/或非车载充电器42向hv总线20供应hv电力以对hv电池22充电。
26.图2是根据本公开内容的一些实施方式的多相llc功率转换器100的示意图。图2中所示的多相llc功率转换器100包括三个单相llc功率转换器102、104、106(也称为llc相)，三个单相llc功率转换器102、104、106每个彼此并联连接，并且共享共同的设计。多相llc功率转换器100可以具有不同数目的单相llc相102、104、106，并且llc相102、104、106的数目可以取决于多相llc功率转换器100的设计要求。单相llc相102、104、106中的每一个限定用于接收具有dc电压的输入电力的输入总线110

、110
‑
。llc相102、104、106中的每一个的输入总线110

、110
‑
彼此并联连接并且连接至具有输入电压v
in
的dc电压源112例如电池。具有电容c
in
的输入电容器114例如噪声滤波器与dc电压源112并联连接。llc相102、104、106中的每一个限定具有正端子120

和负端子120
‑
的输出总线120

、120
‑
，用于将具有dc输出电压v
o
的输出电力传导到负载122。llc相102、104、106中的每一个的输出总线120

、120
‑
彼此并联连接并且连接至负载122。
27.在一些实施方式中，多相llc功率转换器100可以用作低电压dc
‑
dc转换器(ldc)，该低电压dc
‑
dc转换器(ldc)被配置成从具有250vdc
‑
430vdc的电压的输入供应9.0vdc到16.0vdc的输出电压。在一些实施方式中，多相llc功率转换器100可以具有至少96.7％的峰值效率。在一些实施方式中，多相llc功率转换器100可以具有至少96.2％的满载效率。在一些实施方式中，多相llc功率转换器100可以具有至少约3kw/l的功率密度。
28.图3是根据本公开内容的一些实施方式的示例llc相102、104、106的示意图。图3中所示的示例第一llc相102、104、106可以具有与多相llc功率转换器100的llc相102、104、106中的任何一个相似或相同的构造，其可以彼此相同，除了由制造公差引起的差异之外。
29.图3中所示的示例llc相102、104、106包括开关级130、谐振回路132、一组变压器tx1、tx2和整流级134。开关级130包括四个高速开关q1、q2、q3、q4，其中，高速开关中的每一个是氮化镓(gan)高电子迁移率晶体管(hemt)，其被配置成切换输入电力以在开关电力总线140

、140
‑
上生成开关电力，该开关电力具有限定开关频率f
sw
的近似正弦(即ac)波形，该开关频率f
sw
也可以称为ac频率或ac开关频率。在一些实施方式中，开关频率超过300khz。在一些实施方式中，开关频率f
sw
可以在260khz与400khz之间变化。在一些其他实施方式中，开
关频率f
sw
可以在260khz与380khz之间变化。在一些实施方式中，高速开关q1、q2、q3、q4可以在260khz与380khz之间的操作频率范围下开关。
30.四个高速开关ql、q2、q3、q4中的每一个被配置成将电流从输入总线110

、110
‑
的正导体110

或负导体110
‑
中的对应一个切换到开关电力总线140

、140
‑
的正导体140

或负导体140
‑
中的对应一个。开关级130可以具有不同的布置，其可以包括少于或大于图3中所示的示例llc相102中所示的四个高速开关q1、q2、q3、q4。多相llc功率转换器100内的llc相102、104、106中的每一个可以具有相等的开关频率，并且llc相102、104、106中的每一个的ac波形可以彼此同相。替选地，llc相102、104、106中的每一个的ac波形可以彼此异相以交错相位并且与llc相102、104、106具有彼此同相的ac波形的情况相比产生更平滑的输出电力。
31.谐振回路132包括全部均彼此串联连接在开关电力总线140

、140
‑
之间的谐振电感器lr、谐振电容器cr和并联电感lp。变压器tx1、tx2均包括初级绕组142，其中变压器tx1、tx2的初级绕组142彼此串联连接，并且其中初级绕组142的串联组合与并联电感lp并联连接。并联电感lp可以包括独立的电感器设备。替选地或附加地，并联电感lp可以包括变压器tx1、tx2的初级绕组142的电感效应，例如磁化电感。变压器tx1、tx2中的每一个具有次级绕组144，该次级绕组144的中心抽头直接连接至输出总线120

、120
‑
的正端子120

。变压器tx1、tx2的次级绕组144的端部均经由整流级134中的整流器sr1、sr2、sr3、sr4连接至输出总线120

、120
‑
的负端子120
‑
。整流器sr1、sr2、sr3、sr4中的一个或更多个可以采用作为同步整流器操作的开关例如场效应晶体管(fet)的形式，如图3中所示。替选地或附加地，整流器中的一个或更多个可以由一种或更多种不同类型的开关例如结型晶体管、scr等形成。llc相102、104、106中的每一个可以包括不同数目的变压器tx1、tx2，其可以小于或大于附图中描绘的示例设计中所示的两个变压器tx1、tx2。
32.对sr两端的电压的分析
33.对于高负载电流应用，整流器sr1、sr2、sr3、sr4的传导损耗与同步整流llc dc
‑
dc转换器中的负载电流的平方成正比。因此，采用具有串联连接的输入(初级)绕组142和并联连接的输出(次级)绕组144的两个变压器tx1、tx2来降低整流器sr1、sr2、sr3、sr4的电流应力，其在图3中示出。因为两个变压器tx1、tx2的初级绕组142串联，因此流过初级绕组142的电流相同，并且负载电流由两个变压器tx1、tx2和同步整流器sr1、sr2、sr3、sr4分流。
34.图4示出了根据本公开内容的一些实施方式的具有关于共同时间尺度的llc功率转换器中的电压和电流的曲线图202、212、222和232的图表200。具体地，图4包括具有通过第一同步整流器sr1的电流i
sr1
的线204和通过第二同步整流器sr2的电流i
sr2
的线206的第一曲线图202。图4还包括具有通过谐振电感器l
r
的串联谐振电流i
lr
的线214和通过并联电感l
p
的并联谐振电流i
lp
的线216的第二曲线图212。图4还包括具有第一同步整流器sr1两端的漏极
‑
源极电压v
ds,sr1
的线224的第三曲线图222。图4还包括示出第三曲线图222的放大部分的第四曲线图232。第四曲线图232包括线234a和线234b，线234a示出了当漏极
‑
源极电压v
ds,sr1
在时间t1处第一次达到导通阈值电压v
th_on
时线224的放大部分，线234b示出了当漏极
‑
源极电压v
ds,sr1
在振铃结束之后在时间t2处达到导通阈值电压v
th_on
时线224的放大部分。第四曲线图232还包括用作用于第一同步整流器sr1的控制信号的栅极
‑
源极v
gs,sr1
的线236，其指示第一同步整流器sr1在时间t1处过早接通，并且在时间t2处期望第一同步整流器sr1接通，以及在时间t3处期望第一同步整流器sr1关断。
35.如图4中所示，在高负载电流下，当串联谐振电流i
lr
近似等于并联谐振电流i
lp
时，在时间t0与t2之间，sr两端存在严重的电压振铃。在sr llc dc
‑
dc转换器中，接通时间通常通过sr开关sr1、sr2、sr3、sr4中的对应sr开关的漏极
‑
源极电压v
ds
检测，并且因此电压振铃可能导致sr开关sr1、sr2、sr3、sr4在时间t0处接通，这会导致异常和/或低效操作。
36.图5a示出了当高速开关q1、q2、q3、q4正在传导并且sr开关sr1、sr2、sr3、sr4关断时在电压振铃期间图4的llc功率转换器的等效电路。sr开关sr1、sr2、sr3、sr4的寄生电容c
oss
与负载和对应的变压器次级绕组串联。因为c
r
＞＞c
oss
且i
lr
＝i
lp
，所以图5a中的等效电路可以简化为图5b中所示的电路，并且阻抗被转移到变压器初级。在初始条件(ic)下，sr开关sr1和sr3断开，因此sr1和sr3两端的电压均为2vo，并且sr开关sr2和sr4导通，这两个开关两端的电压均为0。如果sr的寄生电容器c
oss，sr
均相同，则rlc电路的谐振频率为：
[0037][0038]
图5b中的等效电路可以进一步简化为图5c中所示的电路。如图5c中所示，简化的等效电路可以被视为二阶网络。如果选择电容器u
c
两端的电压(即v
ds
)作为状态变量，则可以根据基尔霍夫电压定律(kvl)写出方程式(2)。在方程式(3)中描述了特征方程，其可以被获得为方程式(4)。因此，在方程式(5)中描述电容器u
c
两端的电压。
[0039][0040]
lcp2 rcp 1＝0.
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(3)
[0041][0042][0043]
电容器u
c
两端的电压和流过电感器i
l
的电流的初始值在方程式(6)中给出。将(6)代入(5)给出方程式(7)。并且因此u
c
由方程式(8)给出。根据方程式(9)设置参数将提供方程式(10)。
[0044][0045]
并且
[0046][0047][0048]
并且
[0049]
将方程式(9)和(10)代入(8)给出方程式(11)。
[0050][0051]
如果则电路在欠阻尼下操作，因此在sr两端存在电压振铃。并且根据方程式(11)，当电容器u
c
两端的电压低于零时，sr提早接通。为了解决该问题，rc等效电路150与sr的寄生电容2c
oss，sr
/n2并联连接，如图6中所示。rc等效电路150可以具有510ω的电阻和100pf的电容值，但是对于电阻和/或电容中的任一个或两个可以使用不同的值。实际上，rc等效电路150采用与sr开关sr1、sr2、sr3、sr4中的一个或更多个并联连接的rc滤波器160、164的形式，如图7中所示。
[0052]
图7示出了等效于图3中所示的单相llc功率转换器的电路的示意图，其中，添加了耦接至sr1和sr2中的每一个的rc滤波器160、164以及整流器驱动器162、166。rc滤波器160、164中的每一个包括与滤波电容器c
f1
、c
f2
串联的滤波电阻器r
f1
、r
f2
，其中rc滤波器160、164中的每一个跨sr开关sr1、sr2中的对应sr开关并联连接。滤波电阻器r
f1
、r
f2
每个均具有510ω的电阻，并且滤波电容器c
f1
、c
f2
每个均具有100pf的电容，但是对于电阻和/或电容中的任一个或两个可以使用不同的值。滤波电容器c
f1
、c
f2
中的每一个限定对应的滤波电容器电压v
cf1
、v
cf2
，滤波电容器电压v
cf1
、v
cf2
由对应的整流器驱动器162、166监测并且与阈值比较以控制对应的sr开关sr1和sr2。换言之，整流器驱动器162、166中的每一个被配置成响应于滤波电容器电压v
cf1
、v
cf2
小于阈值电压v
th_on
而将对应的sr开关sr1、sr2驱动到导通状态。阈值电压v
th_on
可以是0.0v，但是可以使用其他更高或更低的电压作为阈值电压v
th_on
。
[0053]
为了避免来自sr驱动器电路162、166的偏置电流抵消滤波电容器电压v
cf1
、v
cf2
，滤波电阻器r
f1
、r
f2
的值应该小于1kω。此外，rc时间常数应该在100ns左右。sr开关sr1、sr2、sr3、sr4中的每一个可以跨其连接的rc滤波器160、164，但是图7仅示出了sr开关sr1、sr2上的rc滤波器160、164以简化本公开内容。rc滤波器160、164中的每一个包括与滤波电阻器r
fl
串联的滤波电容器c
f1
。滤波电容器c
fl
限定其两端的电压v
cf1
。滤波电容器c
fl
两端的电压v
cf1
也可以表示为u
c
或u
c,filter
，并在下面的方程式(12)中描述。
[0054]
并且
[0055]
从方程式(12)可以看出，滤波电容器两端的电压的幅度u
c,filter
除以滤波电容器c
filter
和滤波电阻器r
filter
。如果检测到滤波电容器两端的电压u
c,filter
产生用于sr的接通信号，则可以解决检测到的电压的最小值小于零的问题。
[0056]
根据本公开内容的单相转换器的规格在表i中示出。
[0057]
表i一相llc转换器的规格
[0058]
v
in
250
–
430vdcl
r
25μhv
out
14vdcl
p
125μhp
out
/i
out
1300w/90ac
s
3.4nfn44:1:1f
sw
260
–
380khz
[0059]
表ii呈现了根据本公开内容的所提出的ldc与八种不同的其他参考dc
‑
dc转换器设计进行比较的总结比较。如表i中所示，与其他ldc相比，所提出的ldc实现了高效率和高功率密度。
[0060]
表ii所提出的ldc与其他参考dc
‑
dc转换器之间的比较
[0061]
[0062][0063]
实验结果
[0064]
为了验证分析，设计了1.26kw原型。串联谐振电感器为25μh，并联电感器为125μh，谐振电容器为3.3nf，并且变压器比为np:ns1:ns2＝22:1:1。输入电压范围为250v～430v，并且输出电压范围为9v～16v。在14v输出电压下实现了90a负载电流，并且sr正常接通。
[0065]
图8a是示出在输入电压v
in
＝250v、输出电压v
out
＝14v并且输出电流i
o
＝60a的情况下关于共同时间尺度的单相llc功率转换器102、104、106的各种参数的线302、304、306的图表300。具体地，线302示出了第一sr开关sr1两端的漏极
‑
源极电压v
ds
，并且线304示出了rc滤波器160的滤波电容器c
f1
的滤波电容器电压v
cf1
。图8b是示出在输入电压v
in
＝380v、输出电压v
out
＝14v并且输出电流i
o
＝70a的情况下关于共同时间尺度的单相llc功率转换器102、104、106的各种参数的线322、324、326的图表320。具体地，线322示出了第一sr开关sr1两端的漏极
‑
源极电压v
ds
，并且线324示出了rc滤波器160的滤波电容器c
f1
的滤波电容器电压v
cf1
。
[0066]
如图8a至图8b所示，如果sr开关sr1、sr2、sr3、sr4两端的电压被选择为检测电压，
则sr将提前接通。替代地选择滤波电容器c
f1
两端的滤波电容器电压v
cf1
，并且在所提出的电路中解决了这个问题。
[0067]
图9是示出了使用滤波电容器两端的电压u
c,filter
在输出电压vo＝14v并且sr根据本公开内容操作的情况下单相llc dc
‑
dc转换器的测量效率的线342、344、346、346的图表340。具体地，线342示出了在输入电压v
in
＝430v下操作的转换器；线344示出了在输入电压v
in
＝380v下操作的转换器；线346示出了在输入电压v
in
＝320v下操作的转换器；并且线348示出了在输入电压v
in
＝250v下操作的转换器。当输入电压v
in
为380v并且输出电压为14v时，在55a负载电流下实现了96.99％的峰值效率。
[0068]
图10是示出根据本公开内容的一些实施方式的多相llc功率转换器100的效率对输出电流的线362、364、366的图表360。具体地，线362示出了以单相模式操作的多相llc功率转换器100，其中llc相102、104、106中的仅一个llc相可操作。线364示出了以两相模式操作的多相llc功率转换器100，其中llc相102、104、106中的两个llc相可操作。线366示出了在三相模式下操作的多相llc功率转换器100，其中llc相102、104、106中的所有三个llc相均可操作。图10示出了所提出的ldc的效率。当输入电压v
in
为380v并且输出电压为14v时，在210a负载电流下实现了96.2％的效率。峰值效率为96.7％。当负载电流较小时，所提出的ldc可以运行仅一相llc dc
‑
dc转换器以减少开关损耗；当负载电流中等时，所提出的ldc可以运行两相llc dc
‑
dc转换器；当负载电流高时，所提出的ldc可以运行三相llc dc
‑
dc转换器以减少传导损耗。如图10中所示，从10a到80a、80a到150a以及150a到210a，采用一相电路、两相电路和三相电路。因此，可以在所有负载范围内实现高效率。
[0069]
在图11的流程图中示出了操作llc功率转换器100的方法400。实际操作可以包括此处列出的那些步骤之外的附加步骤。方法400包括：在步骤402处感测跨llc功率转换器100的同步整流器(sr)开关sr1、sr2、sr3、sr4连接的电阻器
‑
电容器(rc)滤波器160的滤波电容器c
f
两端的滤波电容器电压v
cf
。.
[0070]
方法400还包括：在步骤404处将滤波电容器电压v
cf
与阈值电压v
th_on
进行比较。步骤404可以由比较器执行，该比较器可以包括硬件、软件或硬件和软件的组合。阈值电压阈值电压v
th_on
可以是0.0v，但是阈值电压v
th_on
可以高于或低于0.0v。阈值电压v
th_on
可以是固定的或可变的。
[0071]
方法400还包括：在步骤406处响应于滤波电容器电压v
cf
小于阈值电压阈值电压v
th_on
而将sr开关srl、sr2、sr3、sr4驱动到导通状态。将sr开关驱动到导通状态可以包括致能或反致能耦接至sr开关sr1、sr2、sr3、sr4的栅极的控制信号。
[0072]
步骤402
‑
406可以针对连接至变压器txl、tx2的单个次级绕组144的两个sr开关srl、sr2、sr3、sr4中的每一个分别执行。例如，如图7中所示，sr开关sr1、sr2可以均连接至中心抽头的次级绕组144的相对端。此外，步骤402
‑
404可以针对llc功率转换器100内的四个或更多个不同sr开关sr1、sr2、sr3、sr4中的每一个分别执行。例如，两个sr开关sr1、sr2、sr3、sr4可以连接至两个或更多个不同变压器tx1、tx2中的每一个的次级绕组144。
[0073]
方法400还可以包括：在步骤408处启用llc功率转换器100的少于llc相102、104、106中的所有llc相的多个llc相102、104、106。这可以被称为切相。控制器可以启用刚好与满足多相llc功率转换器100的输出电流要求所需的一样多的所启用的llc相102、104、106。满足输出电流要求可以包括生成满足负载122的需求的输出电流。替选地或附加地，满足输
出电流要求可以包括以使llc功率转换器100以最高效率操作的多个llc相102、104、106操作llc功率转换器100。例如，并参照图10，llc功率转换器100可以以一个或两个llc相中的任一个操作以产生60a的输出电流，但是对于60a的输出电流，一相操作更有效。
[0074]
方法400还可以包括：在步骤410处以超过300khz的开关频率f
sw
切换开关级130的一个或更多个高速开关ql、q2、q3、q4，以将开关电力施加到llc功率转换器100的谐振回路132。高速开关q1、q2、q3、q4可以是氮化镓(gan)高电子迁移率晶体管(hemt)。在一些实施方式中，开关频率f
sw
可以在260khz与400khz之间变化。在一些其他实施方式中，开关频率f
sw
可以在260khz与380khz之间变化。在一些实施方式中，高速开关q1、q2、q3、q4可以以范围在260khz与380khz之间的操作频率切换。
[0075]
方法400还可以包括：在步骤412处从具有250vdc到430vdc的输入电压v
in
的输入电力供应9.0vdc到16.0vdc的输出电压v
o
。
[0076]
结论
[0077]
本公开内容提出了一种用于驱动llc dc
‑
dc转换器的同步整流器以减少或消除高负载电流应用中sr两端的电压振铃效应的过零滤波器。在所提出的llc dc
‑
dc转换器中，在开关级130中使用gan hemt，因此开关频率高于常规dc
‑
dc转换器中的开关频率，并且减小了电路的体积。实现了高速开关q1、q2、q3、q4和次级sr的零电压开关(zvs)接通，还实现了次级sr的零电流开关(zcs)关断。通过检测滤波电容器两端的电压以为sr产生接通信号，减少或消除了sr过早接通的问题。在所提出的llc dc
‑
dc转换器中，实现了宽输入和输出电压范围。在55a负载电流下实现了96.99％的峰值效率。
[0078]
上述系统、方法和/或过程及其步骤可以以硬件、软件或适于特定应用的硬件和软件的任何组合来实现。硬件可以包括通用计算机和/或专用计算设备或特定计算设备或特定计算设备的特定方面或部件。这些过程可以以一个或更多个微处理器、微控制器、嵌入式微控制器、可编程数字信号处理器或其他可编程设备以及内部和/或外部存储器实现。这些过程还可以或替选地以专用集成电路、可编程门阵列、可编程阵列逻辑或可以被配置成处理电子信号的任何其他设备或设备的组合来实施。还将理解的是，一个或更多个过程可以被实现为能够在机器可读介质上执行的计算机可执行代码。
[0079]
计算机可执行代码可以使用结构化编程语言例如c、面向对象编程语言例如c 或任何其他高级或低级编程语言(包括汇编语言、硬件描述语言和数据库编程语言和技术)来创建，其可以被存储、编译或解释以在上述设备以及处理器处理器架构的异构组合或不同硬件和软件的组合或任何其他能够执行程序指令的机器之一上运行。
[0080]
因此，在一方面，上述每种方法及其组合可以以计算机可执行代码实施，该计算机可执行代码当在一个或更多个计算设备上执行时执行其步骤。在另一方面，这些方法可以在执行其步骤的系统中实施，并且可以以多种方式跨设备分布，或者所有功能可以集成到专用的、独立的设备或其他硬件中。在另一方面，用于执行与上述过程相关联的步骤的装置可以包括上述任何硬件和/或软件。所有这样的枚举和组合都旨在落入本公开内容的范围内。
[0081]
上述描述并非意在穷举或限制本公开内容。特定实施方式的各要素或特征通常不限于该特定实施方式，而是在适用的情况下，特定实施方式的各要素或特征可互换并可在选定的实施方式中使用，即使没有特别示出或描述。特定实施方式的各要素或特征也可以
以很多方式变化。这样的变化并不被视为是对本公开内容的偏离，而是所有这样的调整被认为被包括在本公开内容的范围内。