一种精准检测输入信号幅度的系统的制作方法

1.本发明涉及一种通信系统领域，特别是涉及一种精准检测输入信号幅度的系统。


背景技术：

2.对输入信号幅度检测是通信系统中常见的需求。精准且适用范围足够大的幅度检测可以为通信系统提供非常有用的信息。在无线通信和有线通信中，输入信号一般是高频信号，需要幅度/峰值检测电路转换为直流电压/电流，与直流参考电压/电流比较，确定输入幅度大于或小于设定的阈值。
3.如图1所示的常规输入信号幅度检测方案中，输入信号叠加直流失调电压3，经过放大器4放大，叠加直流失调电压5，经过峰值检测电路6将幅度转化为直流电压，再叠加直流失调电压7，得到电压18，输入给比较器8，比较器8另一端输入参考电压19，参考电压19为可设置的直流电压，作为设置输入幅度检测阈值。
4.图1中比较器的输入两端电压差值为：
5.v
18
‑
v
19
＝((v
in
v
os3
)a
20
v
os5
)a6 v
os7
‑
v
19
ꢀꢀ
(1)
6.其中，v
in
表示输入信号幅度；v
18
表示图1中18处的电压；v
19
表示19 处的直流参考电压；a
20
表示放大器(4)的增益；v
os3
表示直流失调电压3；v
os5
表示直流失调电压5；a6表示峰值检测电路6的增益；v
os7
表示比较器8的直流失调电压7。v
18
‑
v
19
大于0或小于0决定比较器输出13，即输入幅度大于或小于某阈值的判决。因此：
[0007][0008]
上式表示：对输入幅度v
in
大小的判决，会受到v
os3
、v
os5
、v
os7
误差的影响，同时也与a6和a
20
有关。由于芯片制造的工艺偏差，每片芯片的v
os3
、 v
os5
、v
os7
、a6、a
20
都会有偏差，同时也会受到温度变化的影响。因此，设定的直流电压v
19
也无法保证v
in_th
为精准的固定值。
[0009]
因此，常规高频输入幅度检测方法会存在以下缺点：1、检测精度较差； 2、检测范围较小；3、温度变化影响检测精度；4、需要芯片生产后根据测试进行修调，大大增加成本和复杂度。


技术实现要素：

[0010]
鉴于上述问题，提出了本发明，以便提供一种精准检测输入信号幅度的系统。
[0011]
在本发明的一个实施例中，提供了一种精准检测输入信号幅度的系统，包括：两路选择器2、比较器8、数字逻辑电路和寄存器9、数模转换器10、参考信号源11；
[0012]
输入信号耦接所述两路选择器2的第一输入端，所述参考信号源11的输出端耦接所述两路选择器2的第二输入端；
[0013]
所述两路选择器2的输出端耦接所述比较器8的第一输入端；
[0014]
所述比较器8的第二输入端耦接所述数模转换器10的输出端；
[0015]
所述数字逻辑电路和寄存器9的输入端耦接所述比较器8的输出端，所述数字逻辑
电路和寄存器9的输出端耦接所述数模转换器10的输入端；
[0016]
所述比较器8的输出端输出指示信号，用于判断输入信号幅度是否超过设定阈值。
[0017]
进一步的，还包括可控增益放大器4；所述可控增益放大器4耦接在两路选择器2的输出端与比较器8的第一输入端之间。
[0018]
进一步的，还包括峰值检测电路6；所述峰值检测电路6耦接在所述可控增益放大器4的输出端与比较器8的第一输入端之间。
[0019]
进一步的，所述的精准检测输入信号幅度的系统工作于校准模式或检测模式。
[0020]
进一步的，当所述的精准检测输入信号幅度的系统工作于校准模式时，所述两路选择器2选择所述参考信号源11，所述比较器8、所述数字逻辑电路和寄存器9、所述数模转换器10，共同组成一个模数转换器adc，经过至少一个时钟周期的量化后，将比较器8的第一输入端的信号存入寄存器。
[0021]
进一步的，当温度发生变化时，重新启动校准模式。
[0022]
进一步的，当所述的精准检测输入信号幅度的系统工作于检测模式时，所述两路选择器2选择所述输入信号，所述数模转换器10将寄存器保存的数字信号14转换为模拟参考电压19，所述比较器8将第一输入端信号与模拟参考电压19比较，输出指示信号。
[0023]
进一步的，当输入信号幅度大于设定阈值时，所述指示信号为第一电平；当输入信号幅度小于设定阈值时，所述指示信号为第二电平。
[0024]
进一步的，所述参考信号源11包括：高速信号源11
‑
1、精准限幅器11
‑
2；高速信号源11
‑
1的输出端耦接精准限幅器11
‑
2的输入端，经精准限幅器 11
‑
2限幅后，输出可精准控制幅度的高速参考信号11
‑
5。
[0025]
进一步的，所述高速信号源11
‑
1包括压控振荡器(vco)或者高速伪随机信号生成器(prbs generator)。
[0026]
进一步的，所述精准限幅器11
‑
2包括：电阻对11
‑
6、晶体管对11
‑
7、可控电流源11
‑
8；所述晶体管对11
‑
7中的第一晶体管的第一端耦接电阻对 11
‑
6中的第一电阻的第一端，第一电阻的第二端耦接电源电压，第一晶体管的第二端耦接可控电流源11
‑
8的第一端，可控电流源11
‑
8的第二端接地；晶体管对11
‑
7中的第二晶体管的第一端耦接电阻对11
‑
6中的第二电阻的第一端，第二电阻的第二端耦接电源电压，第二晶体管的第二端耦接可控电流源11
‑
8的第一端；第一晶体管、第二晶体管的控制端作为精准限幅器11
‑
2 的输入端，第一晶体管的第一端和第二晶体管的第一端构成精准限幅器11
‑
2 的输出端。
[0027]
在本发明的另一个实施例中，提供了一种通信系统，包括所述的精准检测输入信号幅度的系统。
[0028]
本发明的有益技术效果是：
[0029]
(1)本发明公开了一种精准检测输入信号幅度的系统，通过自动校准模式，能够消除检测系统的各种误差，提高检测精度，同时不需要额外修调，降低了成本和复杂度。
[0030]
(2)本发明在温度有较大变化时，重启自动校准模式，消除了温度变化影响，进一步提高了检测精度。
[0031]
(3)本发明公开了一种高精度高速参考信号源，进一步提高了检测精度。
附图说明
[0032]
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0033]
图1为传统的输入信号幅度检测方案的结构示意图。
[0034]
图2为本发明实施例提供的一种精确检测高频输入信号幅度的系统的结构示意图。
[0035]
图3为本发明实施例提供的一种可控幅度的高速参考信号源的结构示意图。
[0036]
图4为本发明实施例提供的一种可控幅度的精准限幅器的结构示意图。
具体实施方式
[0037]
为使本技术实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本技术实施例中的附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本技术一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本技术中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本技术保护的范围。
[0038]
本发明实施例提供了一种精确检测高频输入信号幅度的系统。系统刚开始工作时，进入自动校准模式：根据设定的幅度，生成高速参考信号，高速参考信号经过放大后，输给峰值检测电路产生一个直流电压，将所述直流电压通过比较器和数字逻辑电路量化成数字比特后，存入寄存器，作为“已存储的参考电压”，进而检测系统的各种误差均会已被量化后存储在“已存储的参考电压”内，此时校准模式结束。系统进入正常工作/检测模式：“已存储的参考电压”经过数模转换器变为模拟直流电压，作为比较器的参考电压，此时，比较器的参考电压中包含了前述各种误差，可以与检测通路中的相应误差抵消，不影响比较器的判断精度，即不影响输入幅度的检测精度。
[0039]
下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步的详细说明。
[0040]
本发明一实施例提供了一种精确检测高频输入信号幅度的系统的结构示意图，如图2所示，本发明实施例提供的精确检测高频输入信号幅度的系统16包括：两路选择器2、可控增益放大器4、峰值检测电路6、比较器8、数字逻辑电路和寄存器9、数模转换器10、可控幅度的高速参考信号源11。
[0041]
具体的，高频输入信号耦接两路选择器2的第一输入端，可控幅度的高速参考信号源11的输出端耦接两路选择器2的第二输入端，用于将参考信号12输入到两路选择器2；
[0042]
两路选择器2的输出端耦接可控增益放大器4的输入端，用于选择将输入信号或参考信号12输入到可控增益放大器4，可控增益放大器4具有输入直流失调电压3；
[0043]
可控增益放大器4的输出端耦接峰值检测电路6的输入端，用于将输入信号或参考信号12放大，输出到峰值检测电路6，以免输入到峰值检测电路6的信号太小或者太大，峰值检测电路6具有输入直流失调电压5；
[0044]
峰值检测电路6的输出端耦接比较器8的第一输入端，用于将高频交流信号转变为直流信号18，输出到比较器8，比较器8具有输入直流失调电压 7；
[0045]
比较器8的第二输入端耦接数模转换器10的输出端，用于将直流信号 18和模拟参
考电压19进行比较，产生输出信号13；
[0046]
数字逻辑电路和寄存器9的输入端耦接比较器8的输出端，数字逻辑电路和寄存器9的输出端耦接数模转换器10的输入端；数字逻辑电路和寄存器9和数模转换器10，用于将输出信号13转换为模拟参考电压19。
[0047]
进一步的，输入信号和参考信号12是差分信号。
[0048]
在本发明的另一实施例中，输入信号和参考信号12是单端信号。
[0049]
在本发明的另一实施例中，本发明还提供了一种通信系统，包括信号通路传输模块1、精确检测高频输入信号幅度的系统16；其中，信号通路传输模块1用于传输输入信号。
[0050]
本发明的具体工作流程为：
[0051]
通信系统刚开始工作时，精确检测高频输入信号幅度的系统16进入校准模式：两路选择器2选择高速参考信号12导通；根据设定的幅度阈值，可控幅度的高速参考信号源11生成高速参考信号12；高速参考信号12的速率与输入信号相近，其幅度精准且可控的；高速参考信号12经过两路选择器2，加上额外的输入直流失调电压3，经过可控增益放大器4放大，再加上额外的输入直流失调电压5，经过峰值检测电路6转化为直流电压，再加上额外的输入直流失调电压7，得到直流信号18，输入到比较器8；比较器8、数字逻辑电路和寄存器9、数模转换器10，共同组成一个模数转换器 adc；经过若干时钟周期，若干次比较器比较和数字逻辑运算，可以将直流信号18量化为多比特的数字信号14(由“0”、“1”组成的一串字符)，并将此时的数字信号14存入寄存器，待以后使用；此时，校准模式结束。可以注意到，上述过程的直流信号18中，包含了误差直流失调电压3、5、7，同时也包含了两路选择器2、可控增益放大器4、峰值检测电路6制造工艺的误差以及校准时温度的影响误差，这些误差均被量化保存在数字信号中存入寄存器。
[0052]
当通信系统正常工作时，精确检测高频输入信号幅度的系统16进入检测模式：两路选择器2选择输入信号导通，此时高速参考信号源11不需工作可以关闭；输入信号经过两路选择器2、额外的输入直流失调电压3、可控增益放大器4、额外的输入直流失调电压5、峰值检测电路6、额外的输入直流失调电压7，到比较器的第一输入端；同时，数字逻辑电路和寄存器 9内部的寄存器输出保存的数字信号14给到数模转换器10，再输出为模拟参考电压19；模拟参考电压19其实为校准模式保存的直流信号18，直流信号18由设定幅度的高速参考信号12经过两路选择器2、额外的输入直流失调电压3、可控增益放大器4、额外的输入直流失调电压5、峰值检测电路6、额外的输入直流失调电压7得到；校准模式的直流信号18通过比较器8，与正常工作/检测模式的直流信号18进行比较，则其中两路选择器2、额外的输入直流失调电压3、可控增益放大器4、额外的输入直流失调电压5、峰值检测电路6、额外的输入直流失调电压7导致的误差将相减抵消。因此，本发明可以实现更高精度的幅度检测，而受制造工艺/温度等导致的误差影响较小。
[0053]
此时，比较器8的输出信号为指示信号，用于判断输入信号幅度是否超过设定阈值。当输入信号幅度大于某个设定阈值时，输出一个“0”，代表输入幅度足够大；当输入信号幅度小于该设定阈值时，输出一个“1”，代表输入幅度太小。
[0054]
校准模式下满足式(3)：
[0055]
v
18_trim
＝((v
12_trim
×
a2 v
os3
)a4 v
os5
)a6 v
os7
ꢀꢀ
(3)
[0056]
其中v
18_trim
表示校准模式下图2中18处的电压；v
12_trim
表示12处的高速参考信号的
幅度；a2表示两路选择器2的增益；v
os3
表示可控增益放大器4的输入直流失调电压3；a4表示可控增益放大器4的增益；v
os5
表示峰值检测电路6的输入直流失调电压5；a6表示峰值检测电路6的增益；v
os7
表示比较器8的输入直流失调电压。
[0057]
正常工作/检测模式满足式(4)、(5)、(6)：
[0058]
v
18_det
＝((v
in
×
a2 v
os3
)a4 v
os5
)a6 v
os7
ꢀꢀ
(4)
[0059]
v
19_det
≈v
18_trim
＝((v
12_trim
×
a2 v
os3
)a4 v
os5
)a6 v
os7
ꢀꢀ
(5)
[0060]
v
18_det
‑
v
19_det
≈(v
in
‑
v
12_trim
)a2a4a6ꢀꢀ
(6)
[0061]
其中，v
18_det
为正常工作/检测模式时18处的电压；v
19_det
为正常工作/ 检测模式时19处的电压；v
in
为系统输入信号幅度；v
18_det
‑
v
19_det
为比较器8的两端输入电压的差值。
[0062]
由式(6)：
[0063]
v
18_det
‑
v
19_det
＞0<＝>v
in
‑
v
12_trim
＞0
ꢀꢀ
(7)
[0064]
v
18_det
‑
v
19_det
＜0<＝>v
in
‑
v
12_trim
＜0
ꢀꢀ
(8)
[0065]
式(7)和(8)表明，比较器8的输出等于信号“0”或“1”，由输入信号幅度v
in
和精准的高速参考信号v
12_
t
rim
的大小决定，只要v
12_trim
的波形和输入信号的波形类似，幅度精准，就意味着输入信号幅度可以被精准检测。且式(7)和(8)的成立与a2、a4、a6、v
os3
、v
os5
、v
os7
的误差无关；另外，当温度发生变化时，可以重新启动校准模式，则温度的影响也可以被排除。
[0066]
本发明另一实施例提供了一种可控幅度的高速参考信号源11的结构示意图，如图3所示，本发明实施例提供的可控幅度的高速参考信号源11包括：高速信号源11
‑
1、精准限幅器11
‑
2。
[0067]
具体的，高速信号源11
‑
1的输出端耦接精准限幅器11
‑
2的输入端，高速信号源11
‑
1产生大幅度的高速振荡信号11
‑
4，经精准限幅器11
‑
2限幅后，输出可精准控制幅度的高速参考信号11
‑
5。
[0068]
进一步的，通过限幅控制信号11
‑
3，可以精准地限制精准限幅器11
‑
2 输出信号幅度的大小。
[0069]
进一步的，高速信号源11
‑
1包括压控振荡器(vco)或者高速伪随机信号生成器(prbs generator)。
[0070]
进一步的，高速信号源11
‑
1包括压控振荡器和分频器。
[0071]
本发明另一实施例提供了一种可控幅度的精准限幅器11
‑
2的结构示意图，如图4所示，本发明实施例提供的可控幅度的精准限幅器11
‑
2包括：电阻对11
‑
6、晶体管对11
‑
7、可控电流源11
‑
8。
[0072]
具体的，晶体管对11
‑
7中的第一晶体管的第一端耦接电阻对11
‑
6中的第一电阻的第一端，第一电阻的第二端耦接电源电压，第一晶体管的第二端耦接可控电流源11
‑
8的第一端，可控电流源11
‑
8的第二端接地；
[0073]
晶体管对11
‑
7中的第二晶体管的第一端耦接电阻对11
‑
6中的第二电阻的第一端，第二电阻的第二端耦接电源电压，第二晶体管的第二端耦接可控电流源11
‑
8的第一端；
[0074]
第一晶体管的第一端和第二晶体管的第一端构成精准限幅器11
‑
2的输出端；大幅度的高速振荡信号11
‑
4输入到晶体管对11
‑
7的控制端，通过晶体管对11
‑
7的导通控制，产生可精准控制幅度的高速参考信号11
‑
5。
[0075]
当输入的高速振荡信号11
‑
4幅度足够大时，晶体管对11
‑
7会进入开启 /断开切换
的工作模式；即两个晶体管只有一个导通，可控电流源11
‑
8的电流会完全流入电阻对11
‑
6其中一个电阻，然后根据输入信号的波形来回切换。因此，输出的高速参考信号11
‑
5的幅度满足式(9)：
[0076]
v
12_trim
＝2
×
i
×
r
ꢀꢀ
(9)
[0077]
其中，i为可控电流源11
‑
8的直流电流，r为电阻对11
‑
6的电阻值。
[0078]
通过设计i
×
r正比于精准的带隙基准电压，从而实现精准的输出幅度控制。
[0079]
本发明实施例提供的高精度高速参考信号源11，进一步提高了检测精度。
[0080]
还需要说明的是，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的商品或者系统不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种商品或者系统所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括所述要素的商品或者系统中还存在另外的相同要素。
[0081]
上述说明示出并描述了本发明的若干优选实施例，但如前所述，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述发明构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。