用于DC-DC变换器的电流环控制电路及DC-DC变换器的制作方法

用于dc-dc变换器的电流环控制电路及dc-dc变换器
技术领域
1.本发明涉及电子电路领域，具体涉及一种用于dc-dc变换器的电流环控制电路及dc-dc变换器。


背景技术：

2.dc-dc变换器能够将直流电经过直流变换，并且可控地输出所需的直流电压或直流电流。dc-dc变换器的电路结构简单、元器件数量少且成本较低，已经广泛地用于给可充电电池充电或给负载供电。
3.图1是现有技术中的一种dc-dc变换器的方框图。如图1所示，dc-dc变换器1包括开关管电路105，连接在开关管电路105的输出端的滤波电容co，以及用于控制开关管电路105输出恒定电压的电压环控制电路10。电压环控制电路10包括分压电阻101、电压环比例积分(pi)控制器103和电压环脉宽调制产生电路104。其中分压电阻101连接至开关管电路105的输出端，由此分压电阻101中得到与开关管电路105的输出电压vo成比例的电压环反馈电压，其中电压环反馈电压的数值为vo/kv，kv为分压系数。电压环pi控制器103接收参考电压vref与电压环反馈电压vo/kv。电压环pi控制器103将参考电压vref与电压环反馈电压vo/kv的差值(vref-vo/kv)作为其控制偏差(即偏差信号)，并将控制偏差(vref-vo/kv)的比例和积分通过线性组合构成控制量。电压环脉宽调制产生电路104根据电压环pi控制器103输出的控制量输出占空比线性可调的脉宽调制信号。开关管电路105中的开关管基于电压环脉宽调制产生电路104提供的脉宽调制信号导通和截止，从而输出稳定的输出电压，其数值等于或接近参考电压vref，以对电池(其等效阻抗为ro)进行充电。
4.具体而言，当上一个采样周期内的vo/kv＝vref时，电压环pi控制器103的控制偏差为零，因此电压环pi控制器103输出的控制量为零，此时电压环脉宽调制产生电路104输出的脉宽调制信号的占空比不变，由此开关管电路105在下一个采样周期内的输出电压不变。
5.当上一个采样周期内的vo/kv<vref时，电压环pi控制器103的控制偏差为(vref-vo/kv)>0，电压环pi控制器103得到的控制量对电压环脉宽调制产生电路104进行控制，使得电压环脉宽调制产生电路104输出的脉宽调制信号的占空比增加。由此开关管电路105在下一个采样周期内的输出电压增加，最终使得输出电压等于参考电压vref。
6.当上一个采样周期内的vo/kv>vref时，电压环pi控制器103的控制偏差为(vref-vo/kv)<0，电压环pi控制器103得到的控制量对电压环脉宽调制产生电路104进行控制，使得电压环脉宽调制产生电路104输出的脉宽调制信号的占空比减小。由此开关管电路105在下一个采样周期内的输出电压vo减小，最终使得输出电压vo等于参考电压vref。
7.基于电压环控制电路10的上述控制过程可知，电压环控制电路10能够控制开关管电路105输出恒定电压以对电池进行恒压充电。
8.在对电池进行充电的初始阶段，需要控制开关管电路输出恒定的电流以对电池进行恒流充电，当电池快充满时，需要控制开关管电路输出恒定电压以对电池进行恒压充电。
不同容量的电池在充电初始阶段需要不同的恒定充电电流，然而，现有的开关管电路(例如反激式开关电路)仅具有一个原边峰值限流，因此只能输出一个恒定电流值，无法线性调节其恒定输出电流值。因此现有技术中具有电压环控制电路的dc-dc变换器无法应用于需要输出恒定电流线性可调的供电领域。


技术实现要素：

9.针对现有技术存在的上述技术问题，本发明提供了一种用于dc-dc变换器的电流环控制电路，所述dc-dc变换器包括开关管电路和电压环控制电路，其中所述电流环控制电路包括：
10.采样电阻，其与负载在所述开关管电路的输出端和中性点之间串联连接；
11.输出电流测量电路，其输入端连接至所述采样电阻的两端，用于输出与所述采样电阻中的输出电流相对应的测量电压；
12.参考电流产生电路，其用于输出与参考电流相对应的线性可调的期望电压；
13.电流环积分控制器，其输入端连接至所述输出电流测量电路的输出端和所述参考电流产生电路的输出端，用于将所述测量电压与所述期望电压的差值作为控制偏差并输出相应的控制量；以及
14.开关电路，其用于可控地将所述电流环积分控制器输出的控制量转换成相对应的电流环反馈电流，输出至所述电压环控制电路以作为电压环测量值的一部分。
15.优选的，所述参考电流产生电路包括：电流环脉宽调制产生电路，其用于输出占空比线性可调的脉宽调制电压信号；以及滤波电路，其输入端连接至所述电流环脉宽调制产生电路的输出端，且输出端电连接至所述电流环积分控制器，用于过滤所述脉宽调制电压信号并输出与所述占空比成正比的期望电压。
16.优选的，所述电流环脉宽调制产生电路包括：放大电路，其输入端用于接收脉宽调制驱动信号，输出端用于输出放大的驱动信号；以及电压反相电路，其输入端连接至所述放大电路的输出端，输出端连接至所述滤波电路的输入端，用于将所述放大的驱动信号进行反相以得到所述脉宽调制电压信号。
17.优选的，所述放大电路包括：pnp型三极管和npn型三极管，所述npn型三极管的集电极连接至直流电源，所述pnp型三极管的集电极连接至中性点，所述pnp型三极管的发射极连接至所述npn型三极管的发射极且作为所述放大电路的输出端；以及第一电阻和第二电阻，所述第一电阻的一端连接至直流电源，所述第二电阻的一端连接至所述pnp型三极管的基极和npn型三极管的基极，所述第一电阻的另一端和所述第二电阻的另一端相连接且用于接收所述脉宽调制驱动信号。
18.优选的，所述电压反相电路包括：功率开关管，其具有控制极、第一电极和第二电极；第三电阻，其连接在所述放大电路的输出端和所述功率开关管的控制极之间；第四电阻，其连接在所述功率开关管的控制极和第二电极之间；第五电阻，其连接在直流电源和所述功率开关管的第一电极之间；以及第六电阻，其连接在所述功率开关管的第一电极和第二电极之间。
19.优选的，所述电压反相电路还包括连接在所述直流电源和中性点之间的第一滤波电容，且所述第四电阻的电阻值大于所述第三电阻的电阻值，所述第六电阻的电阻值大于
所述第五电阻的电阻值。
20.优选的，所述滤波电路包括：第一rc滤波电路，其输入端连接至所述电压反相电路的输出端；以及第二rc滤波电路，其输入端连接至所述第一rc滤波电路的输出端，其输出端连接至所述电流环积分控制器的输入端。
21.优选的，所述输出电流测量电路包括：第一运算放大器；第七电阻，其连接在中性点和所述第一运算放大器的反相输入端之间；第八电阻，其连接在地和所述第一运算放大器的同相输入端之间；以及第九电阻，其连接在所述第一运算放大器的反相输入端和输出端之间。
22.优选的，所述输出电流测量电路还包括：第二滤波电容，其连接在所述第一运算放大器的同相输入端和中性点之间；第三滤波电容，其连接在所述第一运算放大器的反相输入端和输出端之间；第四滤波电容，其连接在所述第一运算放大器的输出端和中性点之间；和/或钳位二极管，其正极连接至所述中性点，负极连接至所述第一运算放大器的同相输入端。
23.优选的，所述电流环积分控制器包括：第二运算放大器；第十电阻，其连接在所述参考电流产生电路的输出端和所述第二运算放大器的反相输入端之间；第十一电阻，其连接在所述输出电流测量电路的输出端和所述第二运算放大器的同相输入端之间；以及第五电容，其连接在所述第二运算放大器的反相输入端和输出端之间。
24.优选的，所述电流环积分控制器还包括：连接在所述第二运算放大器的反相输入端和输出端之间的第十二电阻，或串联的第十三电阻和第六电容。
25.优选的，所述开关电路包括串联的第二二极管和第十四电阻，所述第二二极管的正极电连接至所述电流环积分控制器的输出端，负极电连接至所述电压环控制电路。
26.本发明还提供了一种dc-dc变换器，包括：开关管电路；电压环控制电路，其用于控制所述开关管电路的输出电压；以及如上所述的电流环控制电路，所述电流环控制电路用于输出电流环反馈电流至所述电压环控制电路以作为电压环测量值的一部分。
27.优选的，所述电压环控制电路包括：分压电阻，其连接至所述开关管电路的输出端，其用于得到与所述开关管电路的输出电压成比例的电压环反馈电流；求和电路，其用于将所述电流环反馈电流和所述电压环反馈电流相加得到反馈电流之和，输出与所述反馈电流之和相对应的反馈电压；电压环积分控制器，其用于将电压参考值与所述反馈电压的差值作为其控制偏差，并输出控制量；以及电压环脉宽调制产生电路，其用于根据所述电压环积分控制器输出的控制量输出占空比线性可调的脉宽调制信号至所述开关管电路。
28.本发明的电流环控制电路能够控制开关管电路使其输出线性可调的恒定电流。
29.本发明的dc-dc变换器能够实现输出恒定电压和线性可调的恒定电流。
附图说明
30.以下参照附图对本发明实施例作进一步说明，其中：
31.图1是现有技术中的一种dc-dc变换器的方框图。
32.图2是根据本发明较佳实施例的dc-dc变换器的方框图。
33.图3是根据本发明第一个具体实施例的dc-dc变换器的电路图。
34.图4是根据本发明第二个具体实施例的dc-dc变换器的电路图。
具体实施方式
35.为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。
36.图2是根据本发明较佳实施例的dc-dc变换器的方框图。如图2所示，dc-dc变换器2’包括开关管电路205’，连接在开关管电路205’的输出端的滤波电容co，用于控制开关管电路205’的电压环控制电路20’，以及与电压环控制电路20’相连的电流环控制电路21’。
37.电流环控制电路21’包括采样电阻r21’、输出电流测量电路22’、参考电流产生电路23’、电流环积分控制器24’和开关电路25’。
38.采样电阻r21’与电池(在图2中以其充电阻抗ro示出)在开关管电路205’的一个输出端子和中性点n之间串联连接，且采样电阻r21’的两端分别连接至中性点n和地gnd，其中，中性点n的电位为零，地gnd的电位v
g
略大于零。当开关管电路205’的输出电压为vo时，输出电流io为vo/ro，采样电阻r21’两端的电压为r
21’*vo/ro，其中r
21’表示采样电阻r21’的电阻值。本领域技术人员可知，当电池电量较小时，其充电阻抗ro较小，当电池电量较大时，其充电阻抗ro较大。
39.输出电流测量电路22’的输入端连接至采样电阻r21’的两端，用于对采样电阻r21’两端的电压进行同相比例放大并输出测量电压，其中测量电压与开关管电路205’的输出电流io相对应。
40.参考电流产生电路23’用于输出线性可调的期望电压，该期望电压与参考电流iref相对应。
41.电流环积分控制器24’的输入端连接至输出电流测量电路22’的输出端和参考电流产生电路23’的输出端，用于将输出电流测量电路22’输出的测量电压和参考电流产生电路23’输出的期望电压的差值作为控制偏差，并输出相应的控制量。
42.开关电路25’可控地将电流环积分控制器24’输出的控制量转换成相对应的电流环反馈电流，输出至电压环控制电路20’中的求和电路206’的一个输入端子以作为电压环控制电路20’的电压环测量值的一部分。
43.求和电路206’对分压电阻201’输出的电压环反馈电流(其数值等于vo/kv)和电流环积分控制器24’通过开关电路25’输出的电流环反馈电流相加得到反馈电流之和，输出与反馈电流之和相对应的反馈电压，并作为电压环比例积分(pi)控制器203’的电压环测量值。
44.其中电压环控制电路20’中的电压环pi控制器203’和电压环脉宽调制产生电路204’与图1所示的电压环控制电路10中的电压环pi控制器103和电压环脉宽调制产生电路104相同，且开关管电路205’与图1中的开关管电路105相同，在此不再赘述。
45.下面将简述电压环控制电路20’和电流环控制电路21’用于控制开关管电路205’的输出电压vo和输出电流io。
46.通过线性调节参考电流产生电路23’输出的期望电压，使得与该期望电压相对应的参考电流iref<输出电流io，输出电流测量电路22’输出的电压大于参考电流产生电路23’输出的期望电压，电流环积分控制器24’的输出电压vi’大于求和电路206’的输出端的预定电压，使得开关电路25’导通，由此电流环控制电路21’和电压环控制电路20’共同参与负反馈控制。其中当在上一个采样周期内满足vo/kv vi’>vref，电压环pi控制器203’的控
制偏差(vref-vo/kv-vi’)<0，电压环pi控制器203’得到的控制量对电压环脉宽调制产生电路204’进行控制，使得电压环脉宽调制产生电路204’输出的脉宽调制信号的占空比减小。通过负反馈最终使得输出电压vo减小以满足vo/kv vi’＝vref，由此输出电流io减小。通过电流环积分控制器24’的调节使得输出电流等于参考电流iref，从而使得开关管电路205’输出恒定电流。
47.当电池的电量快充满时，开关管电路205’的输出电流io小于设定的参考电流iref，输出电流测量电路22’输出的电压小于参考电流产生电路23’输出的电压，电流环积分控制器24’的输出电压小于求和电路206’的输出端的预定电压，开关电路25’截止(即并未导通)，此时电流环控制电路21’并不参与负反馈控制，因此仅电压环控制电路20’参与负反馈控制，电压环控制电路20’的负反馈控制与图1中的电压环控制电路10的负反馈控制过程相同，从而使得vo/kv＝vref，因此能够输出稳定的输出电压vo。
48.本发明的电流环控制电路21’的控制可靠性高，通过线性地调节参考电流产生电路23’输出的与参考电流相对应的期望电压，从而线性地调节dc-dc变换器输出的恒定电流。
49.图3是根据本发明第一个具体实施例的dc-dc变换器的电路图。如图3所示，dc-dc变换器2包括开关管电路205，连接在开关管电路205的输出端的滤波电容co，用于控制开关管电路205的电压环控制电路20，以及与电压环控制电路20相连的电流环控制电路21。
50.电流环控制电路21包括采样电阻r21、输出电流测量电路22、参考电流产生电路23、电流环pi控制器24和开关电路25。
51.采样电阻r21与电池(在图3中以其充电阻抗ro示出)在开关管电路205的一个输出端子和中性点n之间串联连接，且采样电阻r21的两端分别连接至中性点n和地gnd，其中，中性点n的电位为零，地gnd的电位v
g
略大于零。当开关管电路205的输出电压为vo时，输出电流io为vo/ro，采样电阻r21两端的电压为r
21
*vo/ro，其中r
21
表示采样电阻r21的电阻值。
52.输出电流测量电路22包括运算放大器u1，电阻r221、电阻r222、电阻r223，滤波电容c221、滤波电容c222、滤波电容c223和钳位二极管d22。其中电阻r221连接在运算放大器u1的反相输入端和中性点n之间，电阻r222连接在运算放大器u1的同相输入端和地gnd之间，且中性点n和地gnd作为输出电流测量电路22的输入端，即输出电流测量电路22的输入端连接至采样电阻r21的两端。电阻r223连接在运算放大器u1的反相输入端和输出端之间。滤波电容c221连接在运算放大器u1的反相输入端和输出端之间。滤波电容c222连接在运算放大器u1的同相输入端和中性点n之间。钳位二极管d22的正极连接至运算放大器u1的同相输入端，其负极连接至中性点n。滤波电容c223连接至运算放大器u1的输出端和中性点n之间。
53.根据运算放大器的虚短(即同相输入端和反相输入端近似等电位，相当于“短路”)和虚断(即同相输入端和反相输入端视为等效开路)，可以计算出运算放大器u1输出的测量电压v22＝v
g
*(1 r
233
/r
221
)，其中v
g
是采样电阻r21两端的电压，r
233
是电阻r233的阻值，r
221
是电阻r221的阻值，中性点n的电压为零。由此输出电流测量电路22对采样电阻r21两端的电压进行同相比例放大并输出测量电压v22，其中测量电压v22与开关管电路205的输出电流io相对应。
54.其中滤波电容c221、c222和c223分别用于过滤运算放大器u1的反相输入端的电
压、同相输入端的电压和输出端的电压的高频分量(或成份)，从而得到平滑、稳定的电压，提高输出电流测量电路22的测量精度。
55.钳位二极管d22反向连接在运算放大器u1的同相输入端和中性点n之间，能够防止运算放大器u1的同相输入端的电压为负值时损坏运算放大器u1。
56.参考电流产生电路23包括电流环脉宽调制产生电路231和滤波电路232。其中电流环脉宽调制产生电路231用于产生占空比(用d表示)线性可调的脉宽调制电压信号pwm，其高低电平分别为电流环控制电路21中的直流电源的电压(例如5伏特)和零伏特。
57.滤波电路232包括电阻r231和电容c231，以及电阻r232和电容c232，其中电阻r231和电容c231构成第一rc滤波电路，其输入端连接至电流环脉宽调制产生电路231的输出端，用于过滤脉宽调制电压信号pwm中的高频成份，从而输出平滑的直流电。电阻r232和电容c232构成第二rc滤波电路，其输入端连接至第一rc滤波电路的输出端，用于进一步过滤第一rc滤波电路输出的直流电中的高频成份，从而输出期望电压v23至电流环pi控制器24的反相输入端，其中期望电压v23等于直流电源的电压与脉宽调制电压信号pwm的占空比的乘积，即等于5d。
58.电流环pi控制器24包括运算放大器u2、电阻r241、电阻r242、电阻r243、电容c243和电容c244。其中电阻r242的一端连接至输出电流测量电路22的输出端，其另一端连接至运算放大器u2的同相输入端。电阻r241的一端连接至参考电流产生电路23的输出端，其另一端连接至运算放大器u2的反相输入端。电阻r243和电容c243串联连接在运算放大器u2的反相输入端和输出端之间，电容c244连接在运算放大器u2的反相输入端和输出端之间。
59.开关电路25包括串联的二极管d25和电阻r25，其中二极管d25的正极电连接至电流环pi控制器24的输出端，其负极电连接至电压环控制电路20中的求和电路206的一个输入端子。开关电路25可控地将电流环pi控制器24输出的控制量(即输出电压vi)转换成与输出电压vi的数值相对应的电流环反馈电流，并输出至电压环控制电路20中的求和电路206的一个输入端子以作为电压环控制电路20的电压环测量值的一部分。
60.求和电路206对分压电阻201输出的电压环反馈电流(其数值等于vo/kv)和电流环pi控制器24通过开关电路25输出的电流环反馈电流相加得到反馈电流之和，输出与反馈电流之和相对应的反馈电压，并作为电压环比例积分(pi)控制器203的电压环测量值。
61.其中电压环控制电路20中的电压环pi控制器203和电压环脉宽调制产生电路204与图1中的电压环控制电路10中的电压环pi控制器103和电压环脉宽调制产生电路104相同，且开关管电路205与图1中的开关管电路105相同，在此不再赘述。
62.下面将简述如何通过线性调节电流环脉宽调制产生电路231输出的脉宽调制电压信号的占空比d以调节恒定的输出电流io。
63.在电池充电的初始时刻，此时电池电量较少，通过线性调节电流环脉宽调制产生电路231输出的脉宽调制电压信号pwm的占空比(在此用d1表示)，使得与占空比d1相对应的参考电流iref1<输出电流io。此时输出电流测量电路22输出的电压v22大于参考电流产生电路23输出的期望电压v23，电流环pi控制器24的输出电压vi大于求和电路206的输出端的预定电压(例如2.5伏特)，使得开关电路25导通，由此电流环控制电路21和电压环控制电路20共同参与负反馈控制。
64.具体而言，当上一个采样周期内满足vo/kv vi>vref，电压环pi控制器203的控制
偏差(vref-vo/kv-vi)<0，电压环pi控制器203得到的控制量对电压环脉宽调制产生电路204进行控制，使得电压环脉宽调制产生电路204输出的脉宽调制信号的占空比减小。由此开关管电路205在下一个采样周期内的输出电压减小。通过负反馈最终使得输出电压vo减小以满足vo/kv vi＝vref，由此输出电流io减小。通过电流环pi控制器24的调节使得输出电流等于参考电流iref1，从而使得开关管电路205输出恒定的电流iref1。
65.当电池的电量快充满时，开关管电路205的输出电流io小于设定的参考电流iref1，输出电流测量电路22输出的电压v22小于参考电流产生电路23输出的电压v23，电流环pi控制器24的输出电压vi为零，即小于求和电路206的输出端的预定电压(例如2.5伏特)，开关电路25截止(即并未导通)，此时电流环控制电路21并不参与负反馈控制，因此仅电压环控制电路20参与负反馈控制，电压环控制电路20的负反馈控制与图1中的电压环控制电路10的负反馈控制过程相同，从而使得vo/kv＝vref，因此能够输出稳定的输出电压vo。
66.本发明的电流环控制电路21通过线性地调节脉宽调制驱动信号的占空比，从而线性地调节开关管电路的输出电流并得到稳定的输出电流，且电流环控制电路21基于硬件电路具有较高的控制可靠性。
67.在电池的恒流充电模式中，通过线性调节电流环脉宽调制产生电路231输出的脉宽调制电压信号pwm的占空比，例如占空比从d1减小为d2，使得与占空比d2相对应的参考电流iref2再次小于输出电流(即iref1)。电流环控制电路21和电压环控制电路20共同参与负反馈控制。使得通过电流环pi控制器24的调节使得输出电流等于参考电流iref2，从而使得开关管电路205输出恒定的电流iref2。由此dc-dc变换器2能够实现不同的恒流输出。
68.图4是根据本发明第二个具体实施例的dc-dc变换器的电路图。如图4所示，dc-dc变换器3与图3所示的dc-dc变换器2基本相同，相同的电路元件不再示出，区别在于，dc-dc变换器3采用电流环积分控制器34代替图3中的电流环比例积分控制器24，以及采用电流环脉宽调制产生电路331代替图3中的电流环脉宽调制产生电路231。
69.电流环积分控制器34与电流环比例积分控制器24的区别在于，其中的运算放大器的反相输入端和输出端之间不具有图3的串联的电阻r243和电容c243，由此比例系数为零，电流环积分控制器34构成积分控制器。电流环脉宽调制产生电路331包括放大电路333和电压反相电路334，其中放大电路333的输入端用于接收脉宽调制驱动信号pwm’，电压反相电路334的输入端连接至放大电路333的输出端，其输出端连接至滤波电路332的输入端。
70.放大电路333包括pnp型三极管q331、npn型三极管q332以及电阻r331和电阻r332。npn型三极管q332的集电极连接至直流电源v，其发射极与pnp型三极管q331的发射极连接形成节点n31并作为放大电路333的输出端，pnp型三极管q331的集电极连接至中性点n，pnp型三极管q331和npn型三极管q332的基极连接在一起。电阻r331的一端连接至直流电源v，电阻r332的一端连接至pnp型三极管q331和npn型三极管q332的基极，且电阻r331和电阻r332的另一端相连接且用于接收脉宽调制驱动信号pwm’，其中脉宽调制驱动信号pwm’的信号强度较弱、频率固定，且占空比d可调。
71.当脉宽调制驱动信号pwm’为高电平(大于三极管的开启电压且小于直流电源v的电压)时，npn型三极管q332导通，pnp型三极管q331截止，此时节点n31的电压等于或略小于直流电源v的电压。当脉宽调制驱动信号pmw’为低电平(例如小于三极管的开启电压)时，
npn型三极管q332截止，pnp型三极管q331导通，此时节点n31的电压为零伏特。由此节点n31的电压在直流电源v的电压和中性点n的电位之间，放大电路333输出对脉宽调制驱动信号pmw’放大的驱动信号。
72.电压反相电路334包括金氧半场效应晶体管q333，电阻r333、r334、r335和r336，以及电容c331。其中电容c331连接在直流电源v和中性点之间。电阻r333连接在放大电路333的输出端和金氧半场效应晶体管q333的栅极(即其控制极)之间，电阻r334连接在金氧半场效应晶体管q333的栅极和源极之间，电阻r335连接在直流电源v和金氧半场效应晶体管q333的漏极之间。电阻r336连接在金氧半场效应晶体管q333的漏极和源极之间，其中电阻r336的两端作为电压反相电路334的输出端。
73.当放大电路333输出直流电源v的电压时，金氧半场效应晶体管q333的栅极电压大于其开启电压(也称“栅极阈值电压”)，金氧半场效应晶体管q333导通，此时电压反相电路334输出等于或约等于零伏特的电压信号。当放大电路333输出中性点n的电位时，金氧半场效应晶体管q333的栅极电压小于其开启电压，因此金氧半场效应晶体管q333截止，此时直流电源v、电阻r335和电阻r336形成导电路径。通过选取电阻r336的电阻值远大于电阻r335的电阻值，此时电压反相电路334输出等于或略小于直流电源v的电压信号。由此电压反相电路334用于将放大电路333输出的放大的驱动信号进行反相从而得到脉宽调制电压信号。
74.当连接在放大电路333的输出端和电压反相电路334的输入端之间的导线较长时，放大电路333输出的驱动信号在传输过程中容易受外部信号的干扰，此时电压反相电路334能够避免外部信号的干扰，从而输出更加稳定、可靠的脉宽调制信号至滤波电路332的输入端。
75.其中电阻r333作为限流电阻，用于防止金氧半场效应晶体管q333的栅极电流过大而损坏。电阻r334作为分压电阻，其电阻值可远大于电阻r333的电阻值，用于使得金氧半场效应晶体管q333的栅极和源极之间的电压大于其开启电压。电阻r335作为限流电阻，用于防止金氧半场效应晶体管q333导通时，其漏极和源极之间的电流过大而损坏。电阻r336作为分压电阻，其电阻值可远大于电阻r335的电阻值，用于当金氧半场效应晶体管q333截止时，使得电压反相电路334输出的电压等于或基本等于直流电源v的电压值。滤波电容c331用于过滤直流电源v中的高频成份和脉冲尖峰，消除干扰。
76.与图3中采用数字模拟转换芯片(da芯片)实现的电流环脉宽调制产生电路231相比，电流环脉宽调制产生电路331能够利用dc-dc变换器中已有的脉宽调制驱动信号pwm’或用于其他开关管的脉宽调制驱动信号，降低了成本。
77.在本发明的另一个实施例中，电流环比例积分控制器24中的电容c243可以移除。
78.在本发明的又一个实施例中，采用积分控制器或比例积分微分(pid)控制器代替上述实施例中的电压环pi控制器、电流环控制电路中的比例积分控制器或积分控制器。
79.在本发明的其他实施例中，还可以采用绝缘栅双极型晶体管等其他的功率开关管代替上述实施例中的金氧半场效应晶体管q333。
80.本发明并不意欲限定滤波电路232、332是两级的rc滤波电路，还可以是少于或多于两级的rc滤波电路，只要能够过滤脉宽调制电压信号中的高频分量(成份)以得到平滑、稳定的直流电压即可。
81.虽然本发明已经通过优选实施例进行了描述，然而本发明并非局限于这里所描述
的实施例，在不脱离本发明范围的情况下还包括所作出的各种改变以及变化。