适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法与流程

1.本发明涉及电力电子变换器领域，尤其是一种适用于宽范围输出电压的的变换器及其控制方法。


背景技术：

2.目前市场上的消费类电子产品种类繁多，所需要的充电电压范围也较宽，例如手机的充电电压为5v，路由器的充电电压为12v，笔记本电脑的充电电压为20v，为了方便消费者的使用，同时避免不必要的浪费，业内一直致力于推动宽范围输出电压的适配器，以满足一对多的应用需求。
3.目前市面上常见的具有宽范围输出电压的适配器，其额定功率大多在65w，用的最多的拓扑是反激电路(flyback)，它具有很宽的输出调压能力，同时在轻载时通过控制能够保证输出效率满足能效要求。但随着客户端设备的发展，电源功率等级越来越大，市场上出现了大功率、宽范围输出电源的需求，其功率会上升到200w以上，而flyback由于其电感储能的特性，并不适合大功率小型化高功率密度的设计。
4.当电源功率高于75w时，为了满足谐波要求需要加入一级pfc电路，因此对于dc-dc这一级而言，它的输入电压范围是很窄的，类似的如家庭直流微网和车用充电这样的场景，其输入电压范围均较小。针对这样窄输入、宽输出的应用，业内做了很多尝试，例如采用llc加buck这样的两级架构，可以满足大功率宽范围输出的需求，同时由于llc的高效率，可以实现小型化的设计，但是由于两级电路都工作，在低压输出时效率较低，不能满足能效要求，同时电路结构复杂且成本较高。
5.因此，寻找一种具有宽范围输出电压以及轻载效率较高的变换器及其控制方法以解决上述的一个或多个技术问题，是非常有必要的。


技术实现要素：

6.为了实现上述目的，本发明提供一种适用于宽范围输出电压的变换器的控制方法，所述变换器包括pwm半桥电路，所述pwm半桥电路包括：
7.原边电路，包括由第一功率开关管和第二功率开关管串联组成的原边开关桥臂；
8.变压器，包括原边线圈和副边线圈，所述原边线圈与所述原边电路耦接；
9.副边整流电路，包括至少两个同步整流管，所述副边整流电路的输入端与所述副边线圈耦接；以及
10.输出滤波电路，包括输出电感和输出电容，所述输出滤波电路耦接于所述副边整流电路的输出端与一负载之间；
11.所述控制方法包括：
12.通过调整开关频率使所述pwm半桥电路进入断续模式，
13.在所述pwm半桥电路工作在所述断续模式时，所述输出电感、所述变压器的激磁电感与所述pwm半桥电路的寄生电容发生振荡，当所述原边开关桥臂的中点电压达到谷底或
者谷顶时，触发相对应的所述第一功率开关管或所述第二功率开关管导通。
14.本发明还提供一种适用于宽范围输出电压的变换器，所述变换器包括pwm半桥电路和控制单元，所述pwm半桥电路包括：
15.原边电路，包括由第一功率开关管和第二功率开关管串联组成的原边开关桥臂；
16.变压器，包括原边线圈和副边线圈，所述原边线圈与所述原边电路耦接；
17.副边整流电路，包括至少两个同步整流管，所述副边整流电路的输入端与所述副边线圈耦接；
18.输出滤波电路，包括输出电感和输出电容，所述输出滤波电路耦接于所述副边整流电路的输出端与一负载之间；
19.所述控制单元用于通过调整开关频率使所述pwm半桥电路进入断续模式，在所述pwm半桥电路工作在所述断续模式时，所述输出电感、所述变压器的激磁电感与所述pwm半桥电路的寄生电容发生振荡，当所述原边开关桥臂的中点电压达到谷底或者谷顶时，触发相对应的所述第一功率开关管或所述第二功率开关管导通。
20.本发明通过在输出从高压切换到低压时，快速调整开关频率使pwm半桥电路更快进入断续模式(dcm)，进入断续模式之后，输出电感、激磁电感会和pwm半桥电路的寄生电容发生持续振荡，当原边开关桥臂的中点电压达到谷底或者谷顶时，相对应地，开通原边开关桥臂的下管或上管，从而减小开关损耗。此外，在负载进一步减小时控制pwm半桥电路从断续模式进入burst模式，可以进一步降低开关损耗。以下将以实施方式对上述的说明作详细的描述，并对本发明的技术方案提供更进一步的解释。
附图说明
21.为让本发明的上述和其他目的、特征、优点与实施例能更明显易懂，所附附图的说明如下：
22.图1为现有技术的pwm半桥电路的电路图；
23.图2为图1的pwm半桥电路在连续模式下的工作波形图；
24.图3为图1的pwm半桥电路在断续模式下的工作波形图；
25.图4为根据本发明第一种优选实施方式的适用于宽范围输出电压的变换器中的pwm半桥电路图；
26.图5为根据本发明第二种优选实施方式的适用于宽范围输出电压的变换器中的pwm半桥电路图；
27.图6为根据本发明第三种优选实施方式的适用于宽范围输出电压的变换器中的pwm半桥电路图；
28.图7为根据本发明第四种优选实施方式的适用于宽范围输出电压的变换器中的pwm半桥电路图；
29.图8为根据本发明第一种优选实施方式的pwm半桥电路的工作波形图；
30.图9为根据本发明第一种优选实施方式的pwm半桥电路工作于burst模式的工作波形图。
具体实施方式
31.为了使本发明的叙述更加详尽与完备，可参照所附的附图及以下各种实施例，附图中相同的标号代表相同或相似的组件。另一方面，众所周知的组件与步骤并未描述于实施例中，以避免对本发明造成不必要的限制。此外，为简化附图起见，一些已知惯用的结构与元件在附图中将以简单示意的方式绘示。
32.针对现有技术中的前述一个或多个技术问题，根据目前的应用中，对变换器功率等级以及低压输出时的效率要求，本技术提供了一种可以适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法，其采用pwm半桥电路的拓扑架构，一方面，利用pwm半桥电路的宽范围调压能力实现电压切换功能，另一方面，在低压输出时，使pwm半桥电路进入断续模式，从而提高了变换器低压轻载输出时的效率。
33.在详细描述本发明的技术方案之前，先介绍一下现有的pwm半桥电路。参见图1-3，其中分别示出了现有技术的pwm半桥电路的电路图以及该pwm半桥电路的连续模式下的工作波形和断续模式下的工作波形。其中，pwm半桥电路的控制方法为单电压环定频控制，如图1所示，根据输出电压和给定频率，pwm半桥电路在不同的负载下会工作在连续模式(ccm)或者断续模式(dcm)，分别如图2和图3所示。
34.当pwm半桥电路的原边电路中的开关管工作在硬开关状态时，其带来的损耗主要包括两个方面：1、原边开关管的开通损耗(其中c
oss
为原边开关管寄生电容，v
turn_on
为原边开关管开通电压，f
sw
为开关频率)；2、原边开关管硬开通会产生较大的阶跃响应，造成变压器的漏感与变压器的寄生电容以及副边同步整流管的寄生电容之间产生振荡，该振荡会快速衰减到0，在电路中产生损耗，损耗值可以表示为(其中c
eq
为变压器的寄生电容和同步整流管的寄生电容折算到变压器原边的等效电容)。
35.当pwm半桥电路工作在ccm模式时，如图2所示，原边开关管工作在硬开关状态，原边开关管的开通电压为v
in
/2，因此会产生很大的损耗；当pwm半桥电路工作在dcm模式时，在原边开关管开通前，原边开关管s1两端电压会产生振荡，如图3所示，现有的定频控制导致原边开关管的开通时刻是不可控的，当原边开关管s1恰好在谷顶开通时，开通电压大于v
in
/2，损耗会更大。
36.以下将结合具体实施例描述本发明的技术方案。具体地，该变换器包括pwm半桥电路和控制单元。
37.再参见图4，该pwm半桥电路包括：原边电路，包括由第一功率开关管s1和第二功率开关管s2串联组成的原边开关桥臂；变压器，包括原边线圈和副边线圈，该原边线圈的两端与该原边电路的输出端耦接；副边整流电路，包括至少两个同步整流管，即同步整流管sr1和同步整流管sr2，该副边整流电路的输入端与该副边线圈耦接；以及输出滤波电路，包括输出电感lo和输出电容co，该输出滤波电路耦接于该副边整流电路的输出端与一负载之间。
38.可以理解的是，该输出电感lo与该变压器可以是集成在一起的，即集成于同一磁性元件，以减小pwm半桥电路中磁性元件的总体积，提高变换器的功率密度；当然，也可以是分立的，本技术不以此为限。
39.进一步，该控制方法包括以下步骤：通过调整开关频率f
sw
使该pwm半桥电路进入断
续模式，例如通过降低开关频率f
sw
使该pwm半桥电路进入断续模式；该pwm半桥电路进入断续模式后，该输出电感lo、该变压器的激磁电感lm与该pwm半桥电路的寄生电容发生振荡，当该原边开关桥臂的中点电压达到谷底或者谷顶时，触发相对应的该第一功率开关管s1或该第二功率开关管s2导通。其中，在本实施例中，原边开关桥臂的中点为第一功率开关管s1与第二功率开关管s2连接的节点。该pwm半桥电路的寄生电容为该第一功率开关管s1、该第二功率开关管s2、该同步整流管以及该变压器的共同的寄生电容等效而成，可以等效为原边开关桥臂的中点对地的寄生电容。
40.可以理解的是，开关频率f
sw
越低，pwm半桥电路越容易进入dcm模式，因此，当输出从高压切换到低压时，通过快速调整开关频率f
sw
使pwm半桥电路更快进入dcm模式，例如通过快速降低开关频率f
sw
使pwm半桥电路更快进入dcm模式，进入dcm模式之后，在第一功率开关管s1与第二功率开关管s2的开关状态切换区间内，即第一功率开关管s1与第二功率开关管s2的死区时间内，输出电感lo、变压器的激磁电感lm会和pwm半桥电路的该寄生电容发生振荡，具体的，在第二功率开关管s2关断到第一功率开关管s1开通的这段死区时间内，当原边开关桥臂的中点电压振荡到谷底时，开通原边开关桥臂的下管，即第一功率开关管s1；在第一功率开关管s1关断到第二功率开关管s2开通的这段死区时间内，当原边开关桥臂的中点电压振荡到谷顶时，开通原边开关桥臂的上管，即第二功率开关管s2，从而减小开关损耗。
41.优选地，参见图4，原边电路还包括由第一电容和第二电容串联组成的电容桥臂，该变压器的原边线圈的一端与该电容桥臂的中点耦接，其中，电容桥臂的中点为第一电容与第二电容的连接节点，该原边线圈的另一端与该原边开关桥臂的中点耦接。本发明的pwm半桥电路不限于图4中的结构。例如，参见图5-图6，原边电路还可包括与原边电路的正输入端或者负输入端连接的一个电容，即该电容的一端与原边电路的正输入端或负输入端电性耦接，该电容的另一端与该变压器的原边线圈的其中一端电性耦接，该原边线圈的另一端与该原边开关桥臂的中点电性耦接。可以理解的是，该电容还可以串接在原边电路的其他位置，例如在原边线圈的另一端与原边开关桥臂的中点之间串联该电容，然而本发明不限于此。
42.优选地，副边整流电路可以为全波整流电路或者全桥整流电路。如图4-图6所示，变压器的副边线圈采用中心抽头的结构时，即该变压器的副边线圈包括第一端、第二端和公共端，该副边整流电路包括第一同步整流管sr1和第二同步整流管sr2，其中，该第一同步整流管sr1的一端和该第二同步整流管sr2的一端分别与该副边线圈的该第一端和该第二端相连接，该第一同步整流管sr1的另一端和该第二同步整流管sr2的另一端同时与该输出电容co的负端相连接，该输出电感lo的两端分别与该副边线圈的该公共端以及该输出电容co的正端相连接。
43.如图7所示，副边整流电路采用全桥结构时，该变压器的副边线圈包括第一端和第二端，该副边整流电路包括第一至第四同步整流管sr
1-sr4，其中，该第一同步整流管sr1和该第二同步整流管sr2串联形成副边第一桥臂，该第三同步整流管sr3和该第四同步整流管sr4串联形成副边第二桥臂，该副边线圈的该第一端和该第二端分别与该副边第一桥臂的中点以及该副边第二桥臂的中点相连接，该输出电容co通过该输出电感lo并联连接于该副边第一桥臂和该副边第二桥臂的两端。
44.根据本发明又一种优选实施方式，该第一功率开关管s1与该原边电路的负输入端连接，该第二功率开关管s2与该原边电路的正输入端连接，在该第二功率开关管s2关断到该第一功率开关管s1开通的这段死区时间内，当该原边开关桥臂的中点电压达到谷底时，触发该第一功率开关管s1导通；在该第一功率开关管s1关断到该第二功率开关管s2开通的这段死区时间内，当该原边开关桥臂的中点电压达到谷顶时，触发该第二功率开关管s2导通。
45.为了进一步降低开关频率，当该原边开关桥臂的中点电压处于第m个谷底时，触发该第一功率开关管s1导通；当该原边开关桥臂的中点电压处于第m个谷顶时，触发该第二功率开关管s2导通，其中，m为大于或等于1的整数。在本实施例中，m取值的大小可以根据负载的大小变化，一般而言，负载越小，m的取值越大，负载越大，m的取值越小。
46.优选地，在图4-6所示的实施例中，在该第一功率开关管s1和该第二功率开关管s2的开关状态切换区间内，即两个功率开关管的死区时间内，检测该第一同步整流管sr1上的电流以及该第二同步整流管sr2上的电流，并根据同步整流管上的电流，控制相对应的同步整流管关断或维持导通。在本实施例中，在该第一功率开关管s1关断到该第二功率开关管s2开通的这段死区时间内，该第一同步整流管sr1上的电流线性下降，当该电流降为0时，关断该第一同步整流管sr1，保持该第二同步整流管sr2处于导通状态，使得该输出电感lo、该变压器的激磁电感lm与该pwm半桥电路的寄生电容形成持续振荡；在该第二功率开关管s2关断到该第一功率开关管s1开通的这段死区时间内，该第二同步整流管sr2上的电流线性下降，当该电流降为0时，关断该第二同步整流管sr2，保持该第一同步整流管sr1处于导通状态，使得该输出电感lo、该变压器的激磁电感lm与该pwm半桥电路的寄生电容形成持续振荡。
47.具体地，参见图8，左边部分为pwm半桥电路高压重载输出的工作波形，此时pwm半桥电路工作在ccm模式，同时设定一个较高的开关频率f
sw
以减小输出电流纹波，从而减小输出电感的尺寸以及损耗。图8的右半部分为pwm半桥电路低压轻载输出时的工作波形，低压输出时系统所需要的电流也较小，因此开关损耗的占比变大，此时需要快速降频进入断续模式，以实现原边开关管的谷底导通，减小开关损耗。
48.下面结合图8通过示例进一步详细描述本发明的pwm半桥电路工作于断续模式下的谷底控制。
49.[t0-t1]阶段:
[0050]
t0时刻，第一功率开关管s1关断，s1承受的电压v
ds_s1
由0v变为v
in
/2(其中v
in
为输入电压)；原边电流i
p
由峰值电流i
p_pk
变为0a；激磁电感lm的电流i
lm
保持峰值电流i
lm_pk
不变；第二同步整流管sr2承受的电压v
ds_sr2
由v
in
/n(其中n为变压器原副边的匝比)变为0，sr2开通，此时第一同步整流管sr1处于开通状态，输出电感lo上的电流i
lo
、第一同步整流管sr1上的电流i
sr1
和第二同步整流管sr2上的电流i
sr2
线性下降，直到t1时刻，第一同步整流管sr1上的电流i
sr1
降到0，i
sr2
和i
lo
降到n*i
lm_pk
。
[0051]
[t1-t2]阶段:
[0052]
t1时刻，第一同步整流管sr1上的电流i
sr1
降到0，第二同步整流管sr2上的电流i
sr2
和输出电感lo上的电流i
lo
降到n*i
lm_pk
，控制第一同步整流管sr1关断，并且保持第二同步整流管sr2处于导通状态，输出电感lo、变压器的激磁电感lm与该pwm半桥电路的寄生电容形成振荡；第一功率开关管s1承受的电压v
ds_s1
以为平衡点，为振幅进
行振荡；第一同步整流管sr1承受的电压v
ds_sr1
以为平衡点，为振幅进行振荡；输出电感的电流i
lo
以一线性下降的电流为平衡点，以另一特定的振幅振荡；且三者的振荡周期相同，均等于(其中c
eq
为该pwm半桥电路的寄生电容)。直到t2时刻，第一功率开关管s1所承受的电压v
ds_s1
处于振荡的谷顶，相应的，第二功率开关管s2承受的电压处于振荡的谷底。可以理解的是，为了进一步降低开关频率f
sw
，提升轻载效率，t2时刻可以选择在第m个谷顶，其中，m的取值与负载大小以及开关频率f
sw
有关。
[0053]
[t2-t3]阶段:
[0054]
t2时刻，第一功率开关管s1所承受的电压v
ds_s1
处于振荡的谷顶，此时开通第二功率开关管s2，可以实现第二功率开关管s2的谷底开通；与此同时，原边电流i
p
和激磁电感电流i
lm
线性下降，输出电感电流i
lo
线性上升，直到t3时刻，原边电流i
p
达到负峰值电流-i
p_pk
。
[0055]
[t3-t4]阶段:
[0056]
t3时刻，原边电流i
p
达到负峰值，此时关断第二功率开关管s2，第一功率开关管s1承受的电压v
ds_s1
由v
in
变为v
in
/2；原边电流i
p
由负峰值电流-i
p_pk
变为0a；激磁电感lm的电流i
lm
保持负峰值电流-i
lm_pk
不变；第一同步整流管sr1承受的电压v
ds_sr1
由v
in
/n变为0，第一同步整流管sr1开通，此时第二同步整流管sr2处于持续导通状态，输出电感lo上的电流i
lo
、第一同步整流管sr1上的电流i
sr1
和第二同步整流管sr2上的电流i
sr2
线性下降，直到t4时刻，i
sr2
降到0，i
sr1
和i
lo
降到n*i
lm_pk
。
[0057]
[t4-t5]阶段:
[0058]
t4时刻，第二同步整流管sr2上的电流i
sr2
降到0，第一同步整流管sr1上的电流i
sr1
和输出电感lo上的电流i
lo
降到n*i
lm_pk
，控制第二同步整流管sr2关断，并且保持第一同步整流管sr1处于导通状态，输出电感lo和变压器激磁电感lm与pwm半桥电路的寄生电容形成振荡；第一功率开关管s1承受的电压v
ds_s1
以为平衡点，为振幅进行振荡；第二同步整流管sr2承受的电压v
ds_sr2
以为平衡点，为振幅进行振荡；输出电感lo的电流i
lo
以一线性下降的电流为平衡点，以另一特定振幅振荡；且三者的振荡周期相同等于直到t5时刻，第一功率开关管s1所承受的电压v
ds_s1
处于振荡的谷底。同样当负载减小时，可以通过增加t4-t5这段时间内的谷底数来进行快速的降频，从而减小开关损耗，提高轻载效率。[t5-t6]阶段:
[0059]
t5时刻，第一功率开关管s1所承受的电压v
ds_s1
处于振荡的谷底，此时开通第一功率开关管s1，可以实现第一功率开关管s1的谷底开通；与此同时，原边电流i
p
、激磁电感的电流i
lm
和输出电感的电流i
lo
均线性上升，直到t6时刻，原边电流i
p
达到峰值，关断第一功率开关管s1，此后重复之前的过程。
[0060]
根据本发明又一种优选实施方式，进一步提供一种适用于宽范围输出电压的变换
器的控制方法，其中，当负载进一步减小时，该pwm半桥电路会从该断续模式进入burst模式，每个burst周期包括脉冲使能区间(burst on)和脉冲关闭区间(burst off)，在该脉冲使能区间内，该pwm半桥电路工作在前述的断续模式；在该脉冲关闭区间内，关闭所有脉冲信号，即关闭原边电路以及副边整流电路的驱动信号，使该pwm半桥电路停止工作。
[0061]
进一步，在每一个该脉冲使能区间(burst on)，对第一个开关周期进行处理，例如缩短第一个开关周期，以使激磁电感的电流i
lm
和输出电感的电流i
lo
接入预定轨迹，对最后一个开关周期进行处理，例如缩短最后一个开关周期，以使该激磁电感的电流i
lm
为零后关闭原边电路的脉冲信号，从而避免损耗以及振荡。对于burst on时其余的开关周期，则可以保持恒定的开关频率和占空比。可以理解的是，该预定轨迹为前述断续模式中激磁电感的电流和输出电感的电流的轨迹。
[0062]
优选地，固定该脉冲使能区间中的该开关周期的数量，根据负载的大小调节该脉冲使能区间和该脉冲关闭区间交替变换的频率，即根据负载的大小调节burst频率，负载越大，频率越高，负载越小，频率越低。可替换地，保持该脉冲使能区间和该脉冲关闭区间交替变换的频率固定，即固定burst频率，根据负载的大小调节该脉冲使能区间内的该开关周期的数量，负载越大，数量越多，负载越小，数量越少。
[0063]
下面以变压器的副边线圈采用中心抽头的结构为例，具体控制过程如图9所示，其中：
[0064]
[t0-t1]阶段:
[0065]
t0时刻，进入burst on，第一功率开关管s1开通，第一功率开关管s1所承受的电压v
ds_s1
由v
in
/2变为0，第一同步整流管sr1所承受的电压v
ds_sr1
由vo变为0，第一同步整流管sr1开通，与此同时，第二同步整流管sr2所承受的电压v
ds_sr2
由vo变为v
in
/n，原边电流i
p
、激磁电感的电流i
lm
以及输出电感的电流i
lo
从零开始线性上升，直到t1时刻，激磁电感的电流i
lm
达到峰值，由于激磁电感的电流i
lm
无法检测，所以这段时间可以通过控制芯片计算得到。
[0066]
[t1-t6]阶段:
[0067]
t1时刻，第一功率开关管s1关断，后面t1-t6这段时间的工作过程与图8中t0-t5的工作过程相同，这里就不过多赘述。这段时间内保持开关频率和导通时间恒定，直到t6时刻进入当前burst on状态的最后一个开关周期。[t6-t7]阶段:
[0068]
t6时刻，进入当前burst on状态的最后一个开关周期，开通第一功率开关管s1，原边电流i
p
、激磁电感的电流i
lm
以及输出电感的电流i
lo
线性上升，直到t7时刻，激磁电感的电流i
lm
从负向达到0，同样t6-t7可以通过计算得到。
[0069]
[t7-t8]阶段:
[0070]
t7时刻，第一功率开关管s1关断，s1所承受的电压v
ds_s1
由0变为v
in
/2，第二同步整流管sr2所承受的电压v
ds_sr2
由v
in
/n变为0，第二同步整流管sr2开通，此时第一同步整流管sr1处于持续导通状态，原边电流i
p
和激磁电感的电流i
lm
保持在0不变，输出电感的电流i
lo
线性下降，直到t8时刻，输出电感的电流i
lo
下降到0。
[0071]
[t8-t9]阶段:
[0072]
t8时刻，输出电感的电流i
lo
下降到0，第一功率开关管s1和第二功率开关管s2以及同步整流管sr1和sr2均关断，第一功率开关管s1和第二功率开关管s2承受的电压均为v
in
/2，同步整流管sr1和sr2所承受的电压由0变为vo，进入burst off状态，直到t9时刻重新进入
burst on的状态，此后重复之前的过程。
[0073]
可以理解的是，对于burst on过程中第一个和最后一个开关周期并不一定都对应第一功率开关管s1，同样可以为第二功率开关管s2，工作方式是相同的。
[0074]
根据本发明又一种优选实施方式，图9中的控制方式同样可以用在图7所示的副边为全桥整流电路的pwm半桥电路中，其中，第一同步整流管sr1和第三同步整流管sr3同步工作，第二同步整流管sr2和第四同步整流管sr4同步工作：第一功率开关管s1关断后，控制第一同步整流管sr1和第三同步整流管sr3开通，保持第二同步整流管sr2和第四同步整流管sr4导通，第一同步整流管sr1上的电流i
sr1
，第二同步整流管sr2上的电流i
sr2
，第三同步整流管sr3上的电流i
sr3
和第四同步整流管sr4上的电流i
sr4
均线性下降，直到i
sr2
和i
sr4
降到0，控制第二同步整流管sr2和第四同步整流管sr4关断，并保持第一同步整流管sr1和第三同步整流管sr3处于导通状态，使得输出电感lo和变压器激磁电感lm与pwm半桥电路的寄生电容形成振荡，当第一功率开关管s1所承受的电压v
ds_s1
处于振荡的第m个谷顶时，开通第二功率开关管s2；同样，第二功率开关管s2关断后，控制第二同步整流管sr2和第四同步整流管sr4开通，保持第一同步整流管sr1和第三同步整流管sr3导通，第一同步整流管sr1上的电流i
sr1
，第二同步整流管sr2上的电流i
sr2
，第三同步整流管sr3上的电流i
sr3
和第四同步整流管sr4上的电流i
sr4
线性下降，直到i
sr1
和i
sr3
降到0，控制第一同步整流管sr1和第三同步整流管sr3关断，并保持第二同步整流管sr2和第四同步整流管sr4处于导通状态，使得输出电感lo和变压器激磁电感lm与pwm半桥电路的寄生电容形成振荡，当第一功率开关管s1所承受的电压v
ds_s1
处于振荡的第m个谷底时，开通第一功率开关管s1。
[0075]
根据本发明又一种优选实施方式，本发明还提供一种适用于宽范围输出电压的变换器。该变换器包括pwm半桥电路以及控制单元。其中，该pwm半桥电路包括：原边电路，包括由第一功率开关管s1和第二功率开关管s2串联组成的原边开关桥臂；变压器，包括原边线圈和副边线圈，该原边线圈与该原边电路的输出端耦接；副边整流电路，包括至少两个同步整流管，该副边整流电路的输入端与该副边线圈耦接；输出滤波电路，包括输出电感和输出电容，该输出滤波电路耦接于该副边整流电路的输出端与一负载之间。控制单元与pwm半桥电路耦接(例如，通过有线方式或者无线方式实现通讯连接)，其中，控制单元用于通过调整开关频率(例如降低开关频率)使该pwm半桥电路进入断续模式，进入断续模式后，该输出电感、该变压器的激磁电感与该pwm半桥电路的寄生电容发生振荡，当该原边开关桥臂的中点电压达到谷底或者谷顶时，触发相对应的该第一功率开关管s1或该第二功率开关管s2导通。其中，该寄生电容为该同步整流管、该第一功率开关管s1、该第二功率开关管s2以及该变压器共同的等效寄生电容，可以等效为原边开关桥臂的中点对地的寄生电容。
[0076]
优选地，如图4所示，该第一功率开关管s1与该原边电路的负输入端连接，该第二功率开关管s2与该原边电路的正输入端连接，在该第二功率开关管s2关断到该第一功率开关管s1开通的这段死区时间内，当该原边开关桥臂的中点电压达到谷底时，控制单元触发该第一功率开关管s1导通；在该第一功率开关管s1关断到该第二功率开关管s2开通的这段死区时间内，当该原边开关桥臂的中点电压达到谷顶时，控制单元触发该第二功率开关管s2导通。
[0077]
为了进一步降低开关频率，提高轻载时的效率，在该第二功率开关管s2关断到该第一功率开关管s1开通的这段死区时间内，当该原边开关桥臂的中点电压处于第m个谷底
时，控制单元触发该第一功率开关管s1导通；在该第一功率开关管s1关断到该第二功率开关管s2开通的这段死区时间内，当该原边开关桥臂的中点电压处于第m个谷顶时，控制单元触发该第二功率开关管s2导通，其中，m为大于或等于1的整数。
[0078]
优选地，该控制单元根据该负载的大小确定m的取值，当该负载减小时，增大m的取值，当该负载增大时，减小m的取值。
[0079]
优选地，当该副边整流电路为全波整流电路时，如图4-图6所示，该变压器的副边线圈为中心抽头结构，包括第一端，第二端和公共端，该副边整流电路包括第一同步整流管sr1和第二同步整流管sr2，该第一同步整流管sr1的一端和该第二同步整流管sr2的一端分别与该副边线圈的该第一端和该第二端相连接，该第一同步整流管sr1的另一端和该第二同步整流管sr2的另一端同时与该输出电容co的负端相连接，该输出电感lo的两端分别与该副边线圈的该公共端以及该输出电容co的正端相连接。
[0080]
进一步，在本实施例中，该变换器还包括电流检测单元，该电流检测单元用于检测该第一同步整流管sr1上的电流以及该第二同步整流管sr2上的电流，并将检测结果发送给该控制单元。在该第一功率开关管s1关断到该第二功率开关管s2开通的这段死区时间内，该第一同步整流管sr1上的电流线性下降，当该电流降为0时，该控制单元控制该第一同步整流管sr1关断，并保持该第二同步整流管sr2持续导通，使得该输出电感lo、该变压器的激磁电感lm与该pwm半桥电路的寄生电容形成持续振荡；在该第二功率开关管s2关断到该第一功率开关管s1开通的这段死区时间内，该第二同步整流管sr2上的电流线性下降，当该电流降为0时，该控制单元控制该第二同步整流管sr2关断，并保持该第一同步整流管sr1持续导通，使得该输出电感lo、该变压器的激磁电感lm与该pwm半桥电路的寄生电容形成持续振荡。
[0081]
优选地，当该副边整流电路为全桥整流电路时，如图7所示，该变压器的副边线圈包括第一端和第二端，该副边整流电路包括第一至第四同步整流管sr
1-sr4，该第一同步整流管sr1和该第二同步整流管sr2串联形成副边第一桥臂，该第三同步整流管sr3和该第四同步整流管sr4串联形成副边第二桥臂，该副边线圈的该第一端和该第二端分别与该副边第一桥臂的中点以及该副边第二桥臂的中点相连接，该输出电容co通过该输出电感lo并联于该副边第一桥臂和该副边第二桥臂的两端。
[0082]
进一步，在本实施例中，该变换器还包括电流检测单元，该电流检测单元用于检测该第一同步整流管sr1，该第二同步整流管sr2，该第三同步整流管sr3以及该第四同步整流管sr4上的电流，并将检测结果发送给该控制单元。该控制单元用于控制该第一同步整流管sr1和该第三同步整流管sr3同步工作，控制该第二同步整流管sr2和该第四同步整流管sr4同步工作；并且，在该第一功率开关管s1关断后，控制该第一同步整流管sr1和该第三同步整流管sr3开通，保持该第二同步整流管sr2和该第四同步整流管sr4导通，该第一同步整流管sr1上的电流i
sr1
，第二同步整流管sr2上的电流i
sr2
，第三同步整流管sr3上的电流i
sr3
和第四同步整流管sr4上的电流i
sr4
线性下降，直到i
sr2
和i
sr4
降到0，控制该第二同步整流管sr2和该第四同步整流管sr4关断，并保持该第一同步整流管sr1和该第三同步整流管sr3处于导通状态，使得输出电感lo和变压器激磁电感lm与pwm半桥电路的寄生电容形成振荡，当第一功率开关管s1所承受的电压v
ds_s1
处于振荡的第m个谷顶时，开通第二功率开关管s2；当第二功率开关管s2关断后，控制第二同步整流管sr2和第四同步整流管sr4开通，保持第一同步整流
管sr1和第三同步整流管sr3导通，第一同步整流管sr1上的电流i
sr1
，第二同步整流管sr2上的电流i
sr2
，第三同步整流管sr3上的电流i
sr3
和第四同步整流管sr4上的电流i
sr4
线性下降，直到i
sr1
和i
sr3
降到0，控制第一同步整流管sr1和第三同步整流管sr3关断，并保持第二同步整流管sr2和第四同步整流管sr4处于导通状态，使得输出电感lo和变压器激磁电感lm与pwm半桥电路的寄生电容形成振荡，当第一功率开关管s1所承受的电压v
ds_s1
处于振荡的第m个谷底时，开通第一功率开关管s1。其中，m为大于或等于1的整数。
[0083]
根据本发明又一种优选实施方式，该控制单元用于在负载进一步减小时，控制该pwm半桥电路从该断续模式进入burst模式，每个burst周期包括脉冲使能区间和脉冲关闭区间，在该脉冲使能区间内，该pwm半桥电路工作在该断续模式；在该脉冲关闭区间内，关闭所有脉冲信号，使该pwm半桥电路停止工作。
[0084]
优选地，在每一个该脉冲使能区间(burst on)，控制单元对第一个开关周期进行处理，使激磁电感的电流和输出电感的电流接入预定轨迹；且对最后一个开关周期进行处理，使该激磁电感的电流为零后关闭脉冲信号，从而避免损耗以及振荡。可以理解的是，该预定轨迹为上述断续模式中激磁电感的电流和输出电感的电流的轨迹。
[0085]
优选地，控制单元用于固定该脉冲使能区间中的该开关周期的数量，且根据负载的大小调节该脉冲使能区间和该脉冲关闭区间交替变换的频率，负载越大，频率越高。
[0086]
优选地，控制单元用于保持脉冲使能区间和脉冲关闭区间交替变换的频率固定，且根据负载的大小调节该脉冲使能区间中的该开关周期的数量，负载越大，数量越多。
[0087]
优选地，该原边电路还包括由第一电容和第二电容串联组成的电容桥臂，如图4所示，该变压器的原边线圈的一端与该电容桥臂的中点耦接，该原边线圈的另一端与该原边开关桥臂的中点耦接。此外，对于原边电路的具体结构，也可以是如图5，图6所示的实施方式，本发明不以此为限。
[0088]
本发明通过在变换器的输出从高压切换到低压时，快速调整开关频率(例如降低开关频率)使pwm半桥电路更快进入断续模式(dcm)，进入断续模式之后，输出电感、变压器的激磁电感会和pwm半桥电路的寄生电容发生持续振荡，当原边开关桥臂中点电压达到谷底或者谷顶时，对应的，开通原边开关桥臂的下管或上管，从而减小开关损耗。此外，在负载进一步减小时，控制该pwm半桥电路从该断续模式进入burst模式。
[0089]
虽然本发明已以实施方式揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何熟悉此技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视所附的权利要求书所界定的范围为准。