高压电源装置的制作方法

1.本发明涉及一种高压电源装置，更详细地说，涉及一种能够切换输出的正负极性的高压电源装置。


背景技术：

2.在质谱分析装置中，使试样中的各种化合物离子化，根据质荷比(m/z)对所生成的离子进行分离并检测，基于其检测信号来对化合物进行鉴定或对该化合物进行定量。化合物中存在容易被正离子化的化合物以及容易被负离子化的化合物。因此，气相色谱质谱联用仪、液相色谱质谱联用仪一般具备一边将正离子测定模式和负离子测定模式交替地切换一边反复进行测定的功能。
3.在正离子测定模式和负离子测定模式下，需要切换向质谱分析装置的离子源、质量分离器、离子检测器等各构成要素施加的电压的极性。为了高速地切换正负的离子测定模式，需要高速地进行各施加电压的极性的切换，使用了能够高速地进行输出电压的极性的切换的高压电源装置。
4.作为这样的高压电源装置之一，已知专利文献1所记载的装置。该高压电源装置具备：正电压发生部，其产生正极性的高电压 hv；负电压发生部，其产生负极性的高电压-hv；放电用二极管，其以在被正电压发生部和负电压发生部各自的输出端输出电压时由于该电压而成为反向偏置状态的方式进行连接；正极侧的高电压开关；负极侧的高电压开关；保护电阻，其分别插入到各高电压开关的输出端与共用电压输出端之间以限制这些高电压开关中流动的浪涌电流；以及输出电容器，其与连接于共用电压输出端的负载并联连接以使负载的电位稳定化。
5.在向负载输出正极性的高电压时，使正极侧的高电压开关导通，使负极侧的高电压开关截止，将正电压发生部设为动作状态并将负电压发生部设为停止状态。在向负载输出负极性的高电压时，使正极侧的高电压开关截止，使负极侧的高电压开关导通，将正电压发生部设为停止状态并将负电压发生部设为动作状态。在任一情况下，都利用从正电压发生部或负电压发生部向负载供给的电力来对输出电容器等进行充电。在切换输出电压的极性时，将两个电压发生部设为停止状态，另一方面，使两个高电压开关均导通。由此，输出电容器中累积的电荷通过一方的放电用二极管放出。另外，正电压发生部和负电压发生部所包括的整流电路、平滑电路等的电容器中累积的电荷也同时通过一方的放电用二极管放出。
6.在上述以往的高压电源装置中，如上述那样通过放电用二极管将输出电容器等中累积的电荷迅速地放出，由此相比于这之前已知的电源装置，能够缩短切换输出电压的极性所需的时间。
7.现有技术文献
8.专利文献
9.专利文献1：日本专利第6516062号公报


技术实现要素：

10.发明要解决的问题
11.存在如下情况：在从如上述那样的高压电源装置向负载施加高电压时，负载电流根据负载的状况而急剧变化。例如，在从高压电源装置向正交加速飞行时间型质谱分析装置(orthogonal acceleration time-of-flight mass spectrometer，以下称为“oa-tofms”)中的正交加速部施加离子射出用的高电压的情况下，当向正交加速部导入的离子的量急剧增加时，高压电源装置的负载电流骤变。当输出电压随着这样的负载电流的骤变而发生变动时，在正交加速部中向离子赋予的初始能量变动，导致质量精度等测定精度的下降。因此，期望的是，即使在负载电流发生了骤变的情况下也尽量抑制输出电压的变动。为了在上述以往的高压电源装置中抑制负载电流骤变时的输出电压变动，需要使输出电容器的静电电容大或者使保护电阻的电阻值小，来使输出阻抗下降。
12.然而，当使输出电容器的电容大时，该电容器的放电时间和充电时间分别变长，其结果，输出电压的极性反转时间变长。另外，由于电容器大型化，因此，还有可能不得不增大电源装置本身的尺寸。另一方面，在使保护电阻的电阻值小的情况下，高电压开关中流动的开关电流增大，因此，高电压开关有可能容易发生故障或者寿命变短。另外，还存在如下问题：由于选择电流的最大额定更大的高电压开关而该开关大型化并且成本变高。
13.本发明是为了解决这样的问题而完成的，其目的在于提供一种能够在尽量抑制装置的尺寸增加、成本上升等的同时抑制负载电流骤变时的输出电压的变动的高压电源装置。
14.用于解决问题的方案
15.为了解决上述问题而完成的本发明所涉及的高压电源装置的一个方式在将正负的两极性的高电压以能够切换的方式输出的高压电源装置中，具备：
16.第一电压发生部，其输出正极性的高电压；
17.第二电压发生部，其输出负极性的高电压；
18.第一放电用二极管，其以在所述第一电压发生部的电压输出端输出高电压时由于该电压而成为反向偏置状态的朝向与该电压输出端连接；
19.第二放电用二极管，其以在所述第二电压发生部的电压输出端输出高电压时由于该电压而成为反向偏置状态的朝向与该电压输出端连接；
20.第一输出电路，其连接在所述第一电压发生部的电压输出端与两个极性共用的极性切换电压输出端之间，在该第一输出电路中，作为电压控制型半导体开关的第一开关与保护电阻串联连接；
21.第二输出电路，其连接在所述第二电压发生部的电压输出端与所述极性切换电压输出端之间，在该第二输出电路中，作为电压控制型半导体开关的第二开关与保护电阻串联连接；
22.输出电容器，其与连接于所述极性切换电压输出端的负载并联连接；
23.控制部，其在切换从所述极性切换电压输出端输出的电压的极性时，以在使所述第一电压发生部及所述第二电压发生部的动作均停止的状态下使所述第一开关及所述第二开关暂时均导通的方式控制该第一电压发生部及该第二电压发生部的动作以及该第一开关及该第二开关的开闭动作；
24.第一限制部，其在所述控制部使所述第一开关向导通转变时对该开关的两端间的电压的时间变化率进行限制；以及
25.第二限制部，其在所述控制部使所述第二开关向导通转变时对该开关的两端间的电压的时间变化率进行限制。
26.在本发明所涉及的上述方式的高压电源装置中，作为电压控制型半导体开关的第一开关及第二开关能够使用1个或多级地串联连接的功率mosfet(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、或者1个或多级地串联连接的igbt(insulated gate bipolar transistor：绝缘栅双极晶体管)。
27.发明的效果
28.在本发明所涉及的上述方式的高压电源装置中，在控制部使第一开关或第二开关进行向导通转变的动作时，第一限制部或第二限制部将第一开关或第二开关的两端间的电压的时间变化率维持为大致固定。因而，在第一开关或第二开关进行向导通转变的动作时，流过这些开关的电流也大致固定。由此，能够不依赖于以限制浪涌电流为主要目的的保护电阻地、限制因向导通转变时从输出电容器等放出的电荷而引起的流过该开关的电流，并且能够不受该开关所允许的最大开关电力的制约地决定保护电阻的电阻值。其结果，能够在抑制第一开关、第二开关的电流的最大额定的同时，将保护电阻的电阻值设定得低于以往装置的保护电阻的电阻值，并且通过使保护电阻的电阻值小来使输出阻抗下降，能够抑制负载电流骤变时的输出电压的变动。
29.这样，根据本发明所涉及的上述方式的高压电源装置，不采用导致装置大型化以及成本上升的、大型且电流的最大额定更大的半导体开关作为第一开关、第二开关，就能够抑制负载电流骤变时的输出电压的变动。由此，例如，在将上述方式的高压电源装置用作oa-tofms中的正交离子加速部的电源的情况下，即使向正交离子加速部导入的离子的量发生大幅变动，也能够抑制射出电压的变化，从而能够将质量精度、质量分辨率保持在高的状态。
附图说明
30.图1是作为本发明的一个实施方式的极性切换高压电源装置的概要电路图。
31.图2是本实施方式的极性切换高压电源装置的正负极性切换时的输出电压的波形图的一例。
32.图3是本实施方式的极性切换高压电源装置的动作说明图。
33.图4是本实施方式的极性切换高压电源装置中的阶段[2]的期间内的等效电路。
[0034]
图5是将图4所示的等效电路进一步简化而得到的等效电路。
[0035]
图6是示出本实施方式的极性切换高压电源装置中的高电压开关部的电路的一例的图。
具体实施方式
[0036]
下面，参照附图来详细说明作为本发明所涉及的高压电源装置的一个实施方式的极性切换高压电源装置。
[0037]
图1是本实施方式的极性切换高压电源装置的概要电路图。图2是本实施方式的极
性切换高压电源装置的正负极性切换时的输出电压的概要波形图的一例。图3是本实施方式的极性切换高压电源装置的动作说明图。
[0038]
如图1所示，本实施方式的极性切换高压电源装置具备产生正极性的高电压 hv的正电压发生部1a、产生负极性的高电压-hv的负电压发生部1b、正极侧放电用二极管2a、负极侧放电用二极管2b、正极侧高电压开关部3a、负极侧高电压开关部3b、正极侧保护电阻5a、负极侧保护电阻5b以及输出电容器4。
[0039]
正电压发生部1a包括输出高电压的高频交流信号的激励电路1a1、将高频交流信号变换为直流高电压的整流电路1a2以及去除直流高电压中包含的纹波电压的滤波器电路1a3。负电压发生部1b也与正电压发生部1a同样地包括输出高电压的高频交流信号的激励电路1b1、将高频交流信号变换为直流高电压的整流电路1b2以及去除直流高电压中包含的纹波电压的滤波器电路1b3。
[0040]
放电用二极管2a、2b均以在电压分别被正电压发生部1a和负电压发生部1b的输出端输出时由于该电压而成为反向偏置状态的朝向进行连接。这些放电用二极管2a、2b具有对在整流电路1a2包括的电容器21a、整流电路1b2包括的电容器21b、滤波器电路1a3包括的电容器31a、滤波器电路1b3包括的电容器31b以及输出电容器4中分别累积的电荷进行放电的功能。
[0041]
正极侧高电压开关部3a包括作为电压控制型半导体开关的一种的功率mosfet 3a1、连接在功率mosfet 3a1的源极端子(以下有时称为“s端子”)与栅极端子(以下有时称为“g端子”)之间的恒流源3a2以及连接在功率mosfet 3a1的漏极端子(以下有时称为“d端子”)与g端子之间的反馈电容器3a3。负极侧高电压开关部3b也与正极侧高电压开关部3a同样地包括作为电压控制型半导体开关的一种的功率mosfet 3b1、连接在功率mosfet 3b1的s端子与g端子之间的恒流源3b2以及连接在功率mosfet 3b1的d端子与g端子之间的反馈电容器3b3。
[0042]
用于输出正电压发生部1a所产生的正极性的直流高电压的电压输出端与功率mosfet 3a1的d端子连接，保护电阻5a连接在功率mosfet 3a1的s端子与共用电压输出端6之间。用于输出负电压发生部1b所产生的负极性的直流高电压的电压输出端与功率mosfet 3b1的s端子连接，保护电阻5b连接在功率mosfet 3b1的d端子与共用电压输出端6之间。保护电阻5a、5b主要具有如下功能：限制在负载100发生了不期望的放电等的情况下产生的浪涌电流，防止流动超过功率mosfet 3a1、3b1的额定电流的电流。输出电容器4连接在共用电压输出端6与接地电位之间，具有使负载100的电位稳定化的功能。
[0043]
控制部7控制激励电路1a1、1b1的动作，并且经由驱动部8使恒流源3a2、3b2动作/停止(on/off)，由此分别对功率mosfet 3a1、3b1进行导通/截止(on/off)驱动。控制部7能够设为以包括例如cpu、ram、rom等的微计算机等为中心构成的控制部。在该情况下，例如能够将用于输出如后述那样的电压波形的相对于时间经过的一系列控制序列所对应的程序保存到rom等中，并通过由cpu执行该程序来输出控制信号。另外，还能够不使用微计算机，而是取而代之地利用数字信号处理器等硬件电路来实现同样的功能。
[0044]
接着，参照图2、图3来说明本实施方式的极性切换高压电源装置中的电压波形的输出动作。
[0045]
在图3中，阶段[1]是从共用电压输出端6向负载100稳定地输出正极性的高电压
hv的状态、阶段[5]是从共用电压输出端6向负载100稳定地输出负极性的高电压-hv的状态。在使输出电压的极性从正极性向负极性反转的情况下，从阶段[1]的正电压稳定输出状态起，依次经过阶段2.→
[3]
→
[4]而变化至阶段[5]的负电压稳定输出状态。另一方面，在使输出电压的极性从负极性向正极性反转的情况下，从阶段[5]的负电压稳定输出状态起，依次经过阶段[6]
→
[7]
→
[8]而变化至阶段[1]的正电压稳定输出状态。图2所示的电压波形中的[1]～[8]的各期间与图3中的阶段[1]～阶段[8]对应。
[0046]
如图3的(a)所示，在阶段[1]中，正极侧的激励电路1a1维持着on(动作)状态，正极侧高电压开关部3a维持着on(导通)状态。正电压发生部1a所生成的直流高电压 hv在经过正极侧高电压开关部3a、正极性的保护电阻5a后被施加到输出电容器4及负载100，并且电流如图中所示那样被供给到负载100。
[0047]
如图3的(b)所示，在阶段[2]中，控制部7将正极性的激励电路1a1设为off(停止)状态，使正极侧高电压开关部3a仍保持着on(导通)状态，将负极侧高电压开关部3b从off(截止)状态切换到on(导通)状态，即，使其向导通转变。如果负极侧高电压开关部3b导通，则在即将导通时，正极侧的整流电路1a2包括的电容器21a、正极侧的滤波器电路1a3包括的电容器31a以及输出电容器4中累积的电荷按照图3的(b)中由点划线表示的电流路径经由保护电阻5a、5b以及负极侧放电用二极管2b后被放出。
[0048]
上述的负极侧高电压开关部3b的向导通转变的动作是在通过构成负极侧高电压开关部3b的反馈电容器3b3及恒流源3b2的动作来将功率mosfet3b1的漏极-源极间电压的时间变化率(压摆率)保持为大致固定的状态下进行的。因此，无论保护电阻5a、5b的电阻值如何，功率mosfet 3b1中都不会流过过大的放电电流。通过反馈电容器3b3及恒流源3b2的动作使功率mosfet 3b1的漏极-源极间电压的时间变化率成为固定的原因将在后面进行详细说明。此外，在上述的电流路径的放电中，正极侧的整流电路1a2包括的电容器21a、正极侧的滤波器电路1a3包括的电容器31a以及输出电容器4中累积的能量中的大部分被功率mosfet 3b1消耗(变换为热)。
[0049]
如图3的(c)所示，在阶段[3]中，控制部7通过使恒流源3a2的动作停止，来将正极侧高电压开关部3a从on(导通)状态切换到off(截止)状态(向截止转变)。此外，详细情况将在后面叙述，但此时功率mosfet 3a1的栅极-源极间累积的电荷通过与恒流源3a2并联连接的泄放电阻(未图示)被放出，栅极电压下降后，功率mosfet 3a1能够转移到off(截止)状态。另一方面，负极侧高电压开关部3b维持on(导通)状态。
[0050]
如图3的(d)所示，在阶段[4]中，控制部7使负极侧的激励电路1b1为on(动作)状态。由此，输出电容器4被充电为负极性，输出电压的绝对值上升。当输出电压达到期望的电压值时，转变为阶段[5]。
[0051]
如图3的(e)所示，在阶段[5]中，负极侧的激励电路1b1维持on(动作)状态，负极侧高电压开关部3b维持on(导通)状态。此时，负电压发生部1b所生成的直流高电压-hv在经过负极侧高电压开关部3b、负极侧的保护电阻5b后被施加到输出电容器4及负载100。
[0052]
如图3的(f)所示，在阶段[6]中，控制部7将负极侧的激励电路1b1设为off(停止)状态，使负极侧高电压开关部3b仍保持着on(导通)状态，将正极侧高电压开关部3a从off(截止)状态切换到on(导通)状态，即，使其向导通转变。负极侧的整流电路1b2包括的电容器21b、负极侧的滤波器电路1b3包括的电容器31b以及输出电容器4中累积的电荷按照图3
的(f)中由点划线表示的电流路径经由保护电阻5a、5b以及正极侧放电用二极管2a后被放出。
[0053]
正极侧高电压开关部3a的向导通转变的动作是在通过构成正极侧高电压开关部3a的反馈电容器3a3及恒流源3a2的动作来将功率mosfet 3a1的漏极-源极间电压的时间变化率(压摆率)保持为固定的状态下进行的。因此，无论保护电阻5a、5b的电阻值如何，功率mosfet 3a1中都不会流过过大的放电电流。此外，在上述的电流路径的放电中，负极侧的整流电路1b2包括的电容器21b、负极侧的滤波器电路1b3包括的电容器31b以及输出电容器4中累积的能量中的大部分被功率mosfet 3a1消耗。
[0054]
如图3的(g)所示，在阶段[7]中，控制部7将负极侧高电压开关部3b从on(导通)状态切换到off(截止)状态，即，使其向截止转变。另一方面，正极侧高电压开关部3a维持on(导通)状态。
[0055]
如图3的(h)所示，在阶段[8]中，控制部7使正极侧的激励电路1a1为on(动作)状态。由此，输出电容器4被充电为正极性，输出电压上升。当输出电压达到期望的电压值时，转变为阶段[1]。
[0056]
如上所述，在图2所示的输出电压波形中，[1]～[8]的各期间与上述的阶段[1]～阶段[8]对应。使输出电压的极性从正反转为负、或者相反地从负反转为正所需的时间、即极性反转时间tr成为放电时间td、高电压开关部3a、3b的向截止转变的时间ts以及充电时间tc的合计时间，该放电时间td是使在电压发生部1a、1b的整流电路1a2、1b2和滤波器电路1a3、1b3各自包括的电容器21a、31a、21b、31b以及输出电容器4中分别蓄积的能量在功率mosfet3a1、3b1中消耗来使输出电压下降的时间，该充电时间tc是使电压发生部1a的激励电路1a1、电压发生部1b的激励电路1b1进行动作来使输出电压上升至期望的电压值的时间。放电时间td由输出电压与功率mosfet 3a1、3b1的电压的时间变化率(压摆率)的倒数之积决定。
[0057]
图4是本实施方式的极性切换高压电源装置中的阶段[2]的期间内的等效电路。图5是忽略图4所示的等效电路中的保护电阻5a、5b、滤波器电路1a3的电阻以及负极侧放电用二极管2b、并将整流电路1a2的电容器21a、滤波器电路1a3的电容器31a以及输出电容器4的合成电容改写为co的、进一步简化而得到的等效电路。使用这些等效电路来说明在功率mosfet的向导通转变的动作中漏极-源极间电压的时间变化率成为大致固定的原因。
[0058]
现在在此，将反馈电容器3b3的两端间电压增加的电流的朝向定义为充电，将该两端间电压减少的电流的朝向定义为放电。
[0059]
在图5中，功率mosfet 3b1的初始状态是off(截止)状态，因此对反馈电容器3b3施加与输出电容器4相等的电压。在该状态下，当使恒流源3b2从停止(off)变为动作(on)时，反馈电容器3b3由于从恒流源3b2供给的电流而放电。与之相伴地，功率mosfet 3b1的栅极-漏极间电压减少，栅极-源极间电压增加。然后，当该栅极-源极间电压达到功率mosfet 3b1的栅极阈值电压vth时，该功率mosfet 3b1开始进行向导通转变的动作。其结果，功率mosfet 3b1的漏极-源极间电压下降，但这样的话，在反馈电容器3b3中根据其电压变化率而流动从g端子朝向d端子的方向的电流。由此，在使栅极电压下降的方向上施加负反馈。
[0060]
当将恒流源3b2所产生的电流值设为ig、将反馈电容器3b3的静电电容设为cr、假定功率mosfet 3b1的正向传输导纳非常大时，下式成立。
[0061]
ig＝cr
×
(dvo/dt)
[0062]
即，
[0063]
dvo/dt＝ig/cr
…
(1)
[0064]
式(1)意味着：如果电流值ig和静电电容cr是常数，则漏极电压的时间变化率(压摆率)是固定的。
[0065]
另一方面，功率mosfet 3b1的漏极电流id为：
[0066]
id＝co
×
(dvo/dt)
[0067]
因而，根据上述式(1)，能够写成下式：
[0068]
id＝(co/cr)
×
ig
…
(2)
[0069]
式(2)意味着：如果电容co是已知的，则能够根据静电电容cr和电流值ig来与保护电阻5b的电阻值无关地将功率mosfet 3b1的漏极电流id保持为固定。
[0070]
上述说明是阶段[2]中的使功率mosfet 3b1向导通转变的动作的例子，但在阶段[6]中的使功率mosfet 3a1向导通转变的动作中也是完全相同的。即，能够使功率mosfet 3a1的漏极电压的时间变化率固定，由此，能够与保护电阻5a的电阻值无关地将功率mosfet 3a1的漏极电流保持为固定。
[0071]
在此，具体说明本实施方式的极性切换高压电源装置相对于专利文献1所记载的以往的电源装置的优点。比较项目是同一条件下的保护电阻的电阻值及放电时间。该条件如下所述。
[0072]
《条件1》将正负的电压发生部1a、1b的输出电压
±
hv设为
±
10kv。
[0073]
《条件2》将包括负载电容的输出电容器4的静电电容设为10nf，电压发生部1a、1b中包括的电容器21a、31a、21b、31b的电容均与输出电容器4的电容相比足够小，能够忽略。另外，负载100的电阻值与电源装置的输出阻抗相比足够大，能够忽略负载100中流动的电流。
[0074]
《条件3》将功率mosfet 3a1、3b1的最大开关电力设为100w。
[0075]
《条件4》将功率mosfet 3a1、3b1的最大导通电流设为1a。
[0076]
在以往的电源装置中，功率mosfet的最大开关电力成为保护电阻的电阻值的制约。即，在以往的电源装置中，保护电阻的电阻值的下限为：
[0077]
r《min》＝10[kv]2/100[w]＝1[mω]
[0078]
另外，在以往的电源装置中，放电时间td为：
[0079]
td＝3
×
τ＝3
×
1[mω]
×
10[nf]＝30[ms]
[0080]
与此相对地，在本实施方式的极性切换高压电源装置中，功率mosfet3a1、3b1的最大导通电流1a成为保护电阻5a、5b的电阻值的制约。即，在该电源装置中，保护电阻的电阻值的下限为：
[0081]
r《min》＝10[kv]/1[a]＝10[kω]
[0082]
另外，最大开关电力是100w，因此，
[0083]
id＝100[w]/10[kv]＝10[ma]
[0084]
因而，放电时间td为：
[0085]
td＝10[nf]
×
10[kv]/10[ma]＝10[ms]
[0086]
这样，在本实施方式的高压电源装置中，能够将放电时间缩短为以往的高压电源
装置的放电时间的1/3，另外，能够将保护电阻的电阻值设为以往的高压电源装置的保护电阻的电阻值的1/100。
[0087]
在本实施方式的极性切换电源装置中，作为构成高电压开关部3a、3b的恒流源3a2、3b2，能够采用周知的各种结构的电路。图6中示出该电路的一例。
[0088]
该例子中的恒流源是使用pnp晶体管的一般的恒流源。晶体管q1的发射极端子与电阻r2连接，该电阻r2的另一端子与晶体管q1的基极端子之间连接有齐纳二极管zd3。另外，晶体管q1的基极端子与电阻r1连接。当晶体管q1成为on(导通)状态时，在晶体管q1大致流过ic＝(v
zd-v
be
)/r2(其中v
zd
是齐纳二极管zd3的齐纳电压，v
be
是晶体管q1的基极-发射极间电压)的集电极电流来作为恒定电流。此外，连接在功率mosfet 3a1的漏极-源极间的电阻r3、r4用于在如后述那样将多个功率mosfet多级地串联连接的情况下，降低因功率mosfet的漏极-源极截止电流的偏差而产生的、off(截止)时的每一级的mosfet的施加电压的不平衡的影响。
[0089]
此外，在图6所示的电路中，从驱动部8供给的驱动信号经由脉冲变压器tr1传输，在被作为由肖特基势垒二极管构成的桥电路的整流电路rc进行整流后供给到晶体管q1的基极端子。由此，晶体管q1转移到on(导通)状态。相反地，当来自驱动部8的驱动信号停止时，向晶体管q1的发射极端子及基极端子的电压施加停止，该晶体管q1截止。于是，功率mosfet 3a1的栅极-源极间累积的电荷经由晶体管q1的集电极-基极间以及肖特基势垒二极管sd2而在电阻r1中被消耗，最终功率mosfet 3a1向截止转变。即，在该电路中，电阻r1相当于上述泄放电阻。这样，在该电路中，经由脉冲变压器tr1来将驱动部8与包括功率mosfet的功率电路连接，因此，具有能够使驱动部8与功率电路电绝缘的优点。
[0090]
[变形例]
[0091]
上述实施方式的极性切换高压电源装置只不过是本发明的一例，例如能够进行如以下那样的各种变形。
[0092]
在上述实施方式的极性切换高压电源装置中，使用1个功率mosfet来作为高电压开关部3a、3b中的半导体开关，但由于耐压的关系，也可以将多个功率mosfet多级地串联连接。在该情况下，优选的是，针对各功率mosfet分别设置恒流源及反馈电容器，并在各功率mosfet中在向导通转变的动作时使漏极-源极间电压的时间变化率成为固定。另外，作为半导体开关，也能够使用功率mosfet以外的电压控制型的半导体开关。具体地说，也可以使用1个绝缘栅双极晶体管(igbt)或者多个多级地串联连接的igbt。在使用igbt来作为半导体开关的情况下，上述的功率mosfet中的漏极、源极及栅极分别与集电极、发射极及基极对应，这是不言而喻的。即使在使用igbt的情况下，动作也与使用功率mosfet的情况是相同的。
[0093]
另外，在上述实施方式的极性切换高压电源装置中，为了将使功率mosfet 3a1、3b1进行向导通转变的动作时的漏极-源极间电压的时间变化率设为大致固定，使用了恒流源3a2、3b2以及反馈电容器3a3、3b3的组合，但能够利用其它结构来实现同样的功能。例如，也能够利用实时监视功率mosfet 3a1、3b1的漏极-源极间电压、并以使该电压的时间变化率成为目标值的方式(即成为固定的方式)控制栅极-源极间电压的、使用了op放大器(运算放大器)等的反馈电路。
[0094]
另外，正负的电压发生部1a、1b中包括的激励电路1a1、1b1只要能够输出高电压交
流信号，就不考虑其结构，但典型地说，能够设为构成为包括将商用交流电力变换为直流电力的ac-dc转换器、对该ac-dc转换器所产生的直流电流进行开关的功率mosfet等开关元件以及包含供给该进行开关后的电流的初级线圈的变压器等。
[0095]
另外，不限于上述实施方式及上述的各种变形例，即使在本发明的主旨的范围内适当地进行变形、追加、修改，当然也包含在本技术权利要求书的范围内。
[0096]
[各种方式]
[0097]
本领域技术人员能够理解上述的例示性的实施方式是以下的方式的具体例。
[0098]
(第一项)本发明所涉及的高压电源装置的一个方式在将正负的两极性的高电压以能够切换的方式输出的高压电源装置中，具备：
[0099]
第一电压发生部，其输出正极性的高电压；
[0100]
第二电压发生部，其输出负极性的高电压；
[0101]
第一放电用二极管，其以在所述第一电压发生部的电压输出端输出高电压时由于该电压而成为反向偏置状态的朝向与该电压输出端连接；
[0102]
第二放电用二极管，其以在所述第二电压发生部的电压输出端输出高电压时由于该电压而成为反向偏置状态的朝向与该电压输出端连接；
[0103]
第一输出电路，其连接在所述第一电压发生部的电压输出端与两个极性共用的极性切换电压输出端之间，在该第一输出电路中，作为电压控制型半导体开关的第一开关与保护电阻串联连接；
[0104]
第二输出电路，其连接在所述第二电压发生部的电压输出端与所述极性切换电压输出端之间，在该第二输出电路中，作为电压控制型半导体开关的第二开关与保护电阻串联连接；
[0105]
输出电容器，其与连接于所述极性切换电压输出端的负载并联连接；
[0106]
控制部，其在切换从所述极性切换电压输出端输出的电压的极性时，以在使所述第一电压发生部及所述第二电压发生部的动作均停止的状态下使所述第一开关及所述第二开关暂时均导通的方式控制该第一电压发生部及该第二电压发生部的动作以及该第一开关及该第二开关的开闭动作；
[0107]
第一限制部，其在所述控制部使所述第一开关向导通转变时对该开关的两端间的电压的时间变化率进行限制；以及
[0108]
第二限制部，其在所述控制部使所述第二开关向导通转变时对该开关的两端间的电压的时间变化率进行限制。
[0109]
(第二项)在第一项所记载的高压电源装置中，能够设为：所述第一开关和所述第二开关均为mosfet，所述第一限制部和所述第二限制部各自构成为：包括连接在所述mosfet的栅极-漏极间的反馈电容器、以及连接在该mosfet的栅极-源极间并且从源极侧向栅极的方向供给电流的恒流源，对该mosfet的向导通转变的动作中的漏极-源极间的电压的时间变化率进行限制。
[0110]
(第三项)在第一项所记载的高压电源装置中，能够设为：所述第一开关和所述第二开关均为将多个mosfet多级地串联连接而得到的开关，所述第一限制部和所述第二限制部各自构成为：包括连接在各mosfet的栅极-漏极间的反馈电容器、以及连接在各mosfet的栅极-源极间并且从源极侧向栅极的方向供给电流的恒流源，对各mosfet的向导通转变的
动作中的漏极-源极间的电压的时间变化率进行限制。
[0111]
(第四项)在第一项所记载的高压电源装置中，能够设为：所述第一开关和所述第二开关均为igbt，所述第一限制部和所述第二限制部各自构成为：包括连接在所述igbt的基极-集电极间的反馈电容器、以及连接在该igbt的基极-发射极间并且从发射极侧向基极的方向供给电流的恒流源，对该igbt的向导通转变的动作中的集电极-发射极间的电压的时间变化率进行限制。
[0112]
(第五项)在第一项所记载的高压电源装置中，能够设为：所述第一开关和所述第二开关均为将多个igbt多级地串联连接而得到的开关，所述第一限制部和所述第二限制部各自构成为：包括连接在各igbt的基极-集电极间的反馈电容器、以及连接在各igbt的基极-发射极间并且从发射极侧向基极的方向供给电流的恒流源，对各igbt的向导通转变的动作中的集电极-发射极间的电压的时间变化率进行限制。
[0113]
在第一项～第五项所记载的高压电源装置中，在控制部使例如作为功率mosfet或igbt的第一开关或第二开关进行向导通转变的动作时，第一限制部或第二限制部将第一开关或第二开关的两端间的电压的时间变化率维持为大致固定。因而，在第一开关或第二开关进行向导通转变的动作时，流过这些开关的电流也固定。由此，能够不依赖以限制浪涌电流为主要目的的保护电阻地、限制因向导通转变时从输出电容器等放出的电荷而引起的流过该开关的电流，因此，能够不受该开关所允许的最大开关电力的制约地决定保护电阻的电阻值。其结果，能够在抑制第一开关、第二开关的电流的最大额定的同时，将保护电阻的电阻值设定得低于以往装置的保护电阻的电阻值，并且通过使保护电阻的电阻值小来使输出阻抗下降，能够抑制负载电流骤变时的输出电压的变动。
[0114]
这样，根据第一项～第五项中的任一项所记载的高压电源装置，不采用导致装置大型化以及成本上升的、大型且电流的最大额定更大的高电压开关，就能够抑制负载电流骤变时的输出电压的变动。由此，例如，在将第一项～第五项中的任一项所记载的高压电源装置用作oa-tofms中的正交离子加速部的电源的情况下，即使向正交离子加速部导入的离子的量发生大幅变动也能够抑制射出电压的变化，从而能够将质量精度、质量分辨率保持在高的状态。
[0115]
附图标记说明
[0116]
1a：正电压发生部；1b：负电压发生部；1a1、1b1：激励电路；1a2、1b2：整流电路；1a3、1b3：滤波器电路；2a、2b：放电用二极管；3a、3b：高电压开关部；3a1、3b1：功率mosfet；3a2、3b2：恒流源；3a3、3b3：反馈电容器；4：输出电容器；5a、5b：保护电阻；6：共用电压输出端；7：控制部；8：驱动部；100：负载。