一种可调自适应偏置结构的制作方法

1.本发明涉及电子电路设计技术领域，尤其涉及一种可调自适应偏置结构。


背景技术：

2.当今无线通信技术迅速发展，对信道容量和数据传输速率的要求不断提高。为利用高频较丰富的频谱资源并提高频谱利用率，高速无线通信系统多部署在高频微波波段和毫米波频段，并采用高阶调制技术。这对无线接收机和发射机的线性度提出了很高的要求。
3.放大器是接收机和发射机中最主要的线性度限制模块。尤其是功率放大器，其线性化技术广受关注。经历了数十年的发展，发展出了包括预失真、自适应控制、反馈、前馈和数字处理等多种线性化技术。在高频微波和毫米波cmos或gaas等集成电路设计中，由于要求接收机和发射机绝对稳定、响应时间短、带宽宽且电路成本低廉，自适应偏置技术较为适用。现有的自适应偏置技术通常仅针对单级a类或ab类功率放大器的功率特性，其技术思路为提供随功率增加而升高的偏置电压，以补偿放大器在高功率区间里增益随功率增加的下降。然而，越来越多的应用场景给收发机的线性度提出了新的要求，传统思路难以满足要求。例如在多功能模块的级联系统中、大动态范围的接收机中，或数倍频程带宽的宽带收发电路中，仅用a类放大器无法同时满足高输入线性度、宽带宽、低噪声和低功耗等要求，而多级ab类或b类放大器引入的非线性失真比单级放大器更为复杂，靠传统自适应偏置技术不能很好地解决。
4.单片微波集成电路通常采用高电子迁移率晶体管（high electron mobility transistor, hemt）工艺，例如砷化镓（gaas）和氮化镓（gan），但它们工艺成本较高，且无法与低成本的cmos数字逻辑电路相集成，因此难以大范围应用于5g移动通信、汽车雷达和民用卫星通信等民用市场。另一方面，cmos工艺在集成度和成本等方面表现优异，但其电源电压和击穿电压均较低，严重影响其高功率下的性能。


技术实现要素：

5.技术目的：现有自适应偏置技术只适用于a类或ab类功率放大器，针对其适应性较窄的缺陷，本发明公开了一种可调自适应偏置结构，通过提取两种不同器件射频功率-直流电流转换特性的差异，并通过数字或模拟控制，输出调节方向和调节程度均可控的功率自适应偏置电压，以实现不同功率特性的射频放大器或电路系统的线性化，并具有很小的面积和功耗。
6.技术方案：为实现上述目的，本发明提供了如下技术方案：一种可调自适应偏置结构，包括主要由可调衰减单元构成的可调功率分配模块、主要由电容、晶体管差分对和电流镜构成的第一可调功率-电流转换模块和第二可调功率-电流转换模块、主要由晶体管构成的电流减法电路模块，其中，所述可调功率分配模块连接所述可调自适应偏置结构的输入信号，用于对所述可调自适应偏置结构的输入信号进行功率分配；
所述第一可调功率-电流转换模块的输入端连接可调功率分配模块的一个输出端，用于将检测到的功率信号转换为直流电流信号一后通过电流镜转换为电压信号并设为输出端；所述第二可调功率-电流转换模块的输入端连接可调功率分配模块的另一个输出端，用于将检测到的功率信号转换为直流电流信号二后通过电流镜转换为电压信号并设为输出端；所述电流减法电路模块的两个输入端分别连接第一可调功率-电流转换模块和第二可调功率-电流转换模块的输出端，用于取出直流电流信号一和直流电流信号二电流的差值，并转换为电压信号，输出作为所述可调自适应偏置结构的输出信号，即功率自适应电压。
7.作为优选，所述可调功率分配模块包括结构相同的可调衰减单元，即第一幅度控制模块、第二幅度控制模块，第一幅度控制模块和第二幅度控制模块的两组幅度控制信号和输入端并联组合，其中，幅度控制信号与幅度控制模块对应连接；所述可调功率分配模块输入端连接所述的一种可调自适应偏置结构的输入端,所述第一幅度控制模块的输出端连接所述可调功率分配模块的第一输出端,所述第二幅度控制模块的输出端连接所述可调功率分配模块的第二输出端。
8.作为优选，所述第一幅度控制模块为开关电阻阵列，包括n 1个并联的阵列单元和与各个阵列单元一一对应的数字控制信号（v
d0-v
dn
），所述数字控制信号用于控制阵列单元处于导通状态或断开状态。第n个阵列单元连接对应的数字控制信号v
dn
，其中，n∈n。
9.作为优选，所述第一幅度控制模块的阵列单元结构相同，为cmos晶体管开关与电阻的串联结构，第一个阵列单元包括第一电阻、第一晶体管、第二电阻、第三电阻、第二晶体管和第四电阻，其中，所述第一电阻和第三电阻的一端连接第一幅度控制单元的输入端，另一端连接第一晶体管和第二晶体管的源极，所述第一晶体管和第二晶体管的漏极连接第一幅度控制单元的输出端，所述第一晶体管和第二晶体管的栅极分别通过第二电阻和第四电阻共同连接数字控制信号。
10.作为优选，所述第一幅度控制模块的不同阵列单元元件值不必相同。
11.数字控制信号通过分别控制第一、第二幅度控制模块中导通单元的数量，改变两路功率的衰减程度，调节所述可调功率分配模块两个输出端的输出功率。理论上，更多的阵列单元可以实现更精细的调节。
12.作为优选，所述第一可调功率-电流转换模块包括第一nmos管、第二nmos管、第一pmos管、第五电阻、第六电阻、第一电容和第二电容，第一pmos管作为电流镜；所述第一电容和第二电容的一端连接所述第一可调功率-电流转换模块的输入端,另一端连接所述第一nmos管和第二nmos管的栅极,所述第一nmos管和第二nmos管为一个差分对的源极共同接地，漏极共同连接所述第一pmos管的漏极，所述第一pmos管的源极连接电源，漏极和栅极相连并连接到所述第一可调功率-电流转换模块的输出端，所述第一nmos管和第二nmos管的栅极分别通过所述第五电阻和第六电阻连接偏置电压v
b1
。
13.作为优选，所述的第一电容和第二电容相同，所述第一nmos管和第二nmos管相同，所述第五电阻和第六电阻相同，偏置电压v
b1
为可调电压。
14.作为优选，所述第二可调功率-电流转换模块包括第二pmos管、第三pmos管、第三
nmos管、第七电阻、第八电阻、第三电容和第四电容，第三nmos管作为电流镜；所述第三电容和第四电容的一端连接所述第二可调功率-电流转换模块的输入端，另一端连接所述第三pmos管的栅极和第二pmos管的栅极，所述第二pmos管和第三pmos管的源极共同接电源，漏极共同连接所述第三nmos管的漏极，所述第三nmos管的源极接地，漏极和栅极相连并连接到所述第二可调功率-电流转换模块的输出端，所述第二pmos管和第三pmos管的栅极分别通过所述第八电阻和第七电阻连接偏置电压v
b2
。
15.作为优选，所述的第三电容和第四电容相同，所述第二pmos管和第三pmos管相同，所述第七电阻和第八电阻相同，偏置电压v
b2
为可调电压。
16.所述可调功率-电流转换模块将差模射频功率转换为共模直流电流，并通过电流镜向后级电路拷贝电流；当其输入功率很小时，其静态直流电流作为后级电路偏置电流的电流镜；当输入功率增大时，电流镜的电流随之增大。由于分别采用nmos管和pmos管作为功率检测器件，所述第一、第二功率-电流转换模块的输出直流电流随输入功率的变化特性不同，可以利用其差异实现随输入功率变化方向和幅度均可控的电流。
17.作为优选，所述电流减法电路模块包括第四pmos管、第四nmos管、第五nmos管和第五电容，所述第四pmos管栅极连接所述电流减法电路模块的第一输入端，源极连接电源，漏极连接所述第五nmos管的漏极；所述第四nmos管栅极连接所述电流减法电路模块的第二输入端，源极接地，漏极连接所述第五nmos管的漏极；所述第五nmos管源极接地，漏极和栅极相连接，通过并联第五电容后作为所述的一种可调自适应偏置结构的输出端。
18.所述第五nmos管取出第四pmos管和第四nmos管的电流差值，并转换为放大器的偏置电压。
19.作为优选，所述第五电容可由版图的寄生电容实现，滤除偏置电压里叠加的高频信号。
20.作为优选，所述结构可以适用于cmos工艺、bicmos工艺、soi工艺或iii-iv族元素化合物半导体工艺。
21.有益效果：1、本发明通过利用不同器件射频功率-直流电流转换特性的差异，实现灵活的自适应偏置调节，输出的偏置电压可随功率增大设置为递增、递减、先增后减等模式，且输出电压的静态工作点、电压变化幅度和变化起始功率点均可调节，可实现不同功率特性的射频放大器和系统的线性化，拓展了自适应偏置技术的适用范围。
22.2、本发明中，有源器件的输入功率和偏置点均可调节，提高了对工艺、电压、温度等的偏差的适应性。
23.3、本发明采用小尺寸晶体管，功耗很小，输入输出阻抗高，几乎不影响射频信号通路。
附图说明
24.图1为本发明的总结构示意图；图2为本发明的电路结构图示例；图3为图2中幅度控制模块的电路结构图示例；图4为图2中可调功率-电流转换模块的输出电流示意图；
图5为本发明的不同自适应模式示意图；图6为本发明对一种幅度非线性的改善结果示意图。
具体实施方式
25.为了进一步的说明本发明公开的技术方案，下面结合说明书附图和具体实施例作详细的阐述。本领域的技术人员应得知，在不违背本发明精神前提下所做出的优选和改进均落入本发明的保护范围，对于本领域的惯用技术在本具体实施例中不做详细记载和说明。
26.如图1所示，本发明提供的一种可调自适应偏置结构100，其结构包括主要由可调衰减单元构成的可调功率分配模块110、主要由电容、晶体管差分对和电流镜构成的第一可调功率-电流转换模块120、第二可调功率-电流转换模块130、和主要由晶体管构成的电流减法电路模块140。可调自适应偏置结构100将从射频信号通路中耦合出的一小部分功率或检测到的电压进行转换，输出功率自适应电压作为射频通路中放大器或其他有源器件的偏置电压。图1示意了可调自适应偏置结构100检测放大器输入功率的情况，也可根据电路和版图实际情况，检测射频信号通路的其他节点，检测节点的位置不影响本发明的有效性。
27.射频信号的耦合可以采用多种方式，例如采用变压器或耦合器，耦合出一路信号再进行功率分配，如图1和图2所示；也可以直接采用有两个副线圈的变压器，直接耦合出两路信号；或者直接并联在射频信号通路对其电压进行检测。本实例采用第一种方式，也可根据电路和版图实际情况修改，文中不再赘述。
28.如图2所示，本发明中的可调功率分配模块110由第一幅度控制模块111和第二幅度控制模块112组成，两个幅度控制模块结构相同，第一幅度控制模块111和第二幅度控制模块112的两组幅度控制信号和输入端并联组合，幅度控制信号为数字控制信号，输入端输入模拟控制信号；其中，两组幅度控制信号分别与第一幅度控制模块111、第二幅度控制模块112对应连接，如附图2所示，两组幅度控制信号为两组数字信号，分别为幅度控制1和幅度控制2，幅度控制1和幅度控制2各为独立的数字信号（v
d0-v
dn
），幅度控制1控制第一幅度控制模块111，幅度控制2控制第二幅度控制模块112；可调功率分配模块110输入端连接所述的一种可调自适应偏置结构100的输入端v
in
、v
in-；第一幅度控制模块111的输出端连接所述可调功率分配模块110的第一输出端v1 、v
1-，第二幅度控制模块112的输出端连接可调功率分配模块110的第二输出端v2 、v
2-，也就是说，第一幅度控制模块111和第二幅度控制模块112的输入端并联连接本发明所提供的可调自适应偏置结构的输入端v
in
、v
in-，接收从射频信号通路耦合来的输入功率，经过数字控制信号对两路衰减幅度的分别控制，将两路幅度不相等的功率输出到第一输出端v1 、v
1-和第二输出端v2 、v
2-。
29.如图3所示，本发明中的两个幅度控制模块均为开关电阻阵列，信号通路中包括n 1个并联的阵列单元，n∈n（自然数集），各个阵列单元由对应的数字信号控制（v
d0-v
dn
），且各个阵列单元结构相同。阵列单元为cmos晶体管开关与电阻的串联结构，以第一个阵列单元为例，第一个阵列单元包括第一电阻151、第一晶体管152、第二电阻153、第三电阻154、第二晶体管155和第四电阻156。第一晶体管152和第二晶体管155为开关管，第一晶体管152的源极和第二晶体管155的源极分别与第一电阻151和第三电阻154串联连接幅度控制单元111的输入端，第一晶体管152的漏极和第二晶体管155的漏极分别连接幅度控制单元111的
输出端，第一晶体管152的栅极和第二晶体管155的栅极分别通过第二电阻153和第四电阻156相连，由第一数字控制信号v
d0
控制通断。当阵列单元导通时，电阻和导通的开关管一起并联入信号通路，通路阻抗减小，输出功率的衰减减小；当阵列单元断开时，通路阻抗增大，输出功率的衰减增大。阵列单元的元件值不必相同，根据实际需求选取，本发明的一些实施例中采用不同元件值的阵列，用较少的控制位数实现较大的调节范围，例如：设n=5，v
d0
到v
d5
连接5比特寄存器reg，reg=11111为全导通，reg=00000时为全断开。当每个阵列单元的元件值相同时，设导通时串联阻抗为z，断开阻抗无穷大。当reg=00001时，阵列阻抗为z；当reg=11111时，阵列阻抗为z/5。随导通的阵列数目增加，阻抗减小，衰减减小，阻抗变化范围[z/5, ∞]。当每个阵列单元的元件值设置为不同，假设v
d0
到v
d4
控制的阵列阻抗分别为z、z/2、z/4、z/8、z/16，reg=11111到reg=00000时对应的阻抗变化范围为[z/31, ∞]，比阵列单元相同的情况变化范围更大。本实施例中最大衰减约为25db。
[0030]
两组幅度控制信号（幅度控制1和幅度控制2）通过分别控制第一、第二幅度控制模块中导通阵列单元的数量，改变两路功率的衰减程度，调节所述可调功率分配模块两个输出端的输出功率，两路输出不必成比例，取值也不需要特定规律，原理上只要能实现两路输出功率差异即可，使用中需要第一路输出与第二路输出的差异通过数字控制实现。元件值设计须配合其负载，即功率-电流转换模块的尺寸大小进行。设计中取值规律一般是，第n 1个阵列单元阻抗为第n个的两倍。理论上，更多的阵列单元可以实现更精细的调节。
[0031]
如图2所示，本发明中的第一可调功率-电流转换模块120主要由电容、晶体管差分对和电流镜构成，包括第一nmos管121、第二nmos管122、第一pmos管123、第五电阻124、第六电阻125、第一电容126和第二电容127，第一nmos管121和第二nmos管122为一个共源组态的晶体管差分对，第一nmos管121的栅极和第二nmos管122的栅极分别通过第五电阻124和第六电阻125连接偏置电压v
b1
，第一nmos管121的栅极和第二nmos管122的栅极并分别通过第一电容126和第二电容127连接第一幅度控制模块111输出的第一输出端v1 、v
1-，作为第一可调功率-电流转换模块120的差分输入端v1 、v
1-，第一nmos管121的源极和第二nmos管122的源极共地，第一nmos管121的漏极和第二nmos管122的漏极共同连接第一pmos管123的漏极。第一nmos管121和第二nmos管122的这对nmos差分对为功率检测器件，其共模输出端输出电流的直流分量随差分输入端射频信号的幅度递增，在一定输入幅度范围内，输出电流近似正比于输入射频信号幅度的平方，幅度较小或较大电流则会出现饱和特性，如图4所示。第一pmos管123为电流镜，其源极连接电源，漏极和栅极相连，将nmos差分对的输出电流通过第一pmos管123转换为电压并连接到输出端v
p
。调节差分对的偏置电压v
b1
将改变nmos差分对的功率-电流转换特性和nmos管-pmos管的中间节点电压，并直接反映在输出端v
p
。
[0032]
如图2所示，本发明中的第二可调功率-电流转换模块130主要由电容、晶体管差分对和电流镜构成，包括第二pmos管131、第三pmos管132、第三nmos管133、第七电阻134、第八电阻135、第三电容136和第四电容137，第二pmos管131和第三pmos管132为一个共源组态的差分对，第二pmos管131的栅极和第三pmos管132的栅极分别通过第八电阻135和第七电阻134连接偏置电压v
b2
，第三pmos管132的栅极和第二pmos管131的栅极并分别通过第三电容136和第四电容137连接差分输入端v2 、v
2-，第二pmos管131的源极和第三pmos管132的源极共电源，第二pmos管131的漏极和第三pmos管132的漏极共同连接第三nmos管133的漏极。第二pmos管131和第三pmos管132的这对pmos差分对为功率检测器件，其共模输出端输出电流
的直流分量随差分输入端射频信号的幅度递增，在一定输入幅度范围内，输出电流近似正比于输入射频信号幅度的平方，幅度较小或较大电流则会出现饱和特性，如图4所示。第三nmos管133为电流镜，其源极接地，漏极和栅极相连，将pmos差分对的输出电流通过第三nmos管133转换为电压并连接到输出端vn。调节差分对的偏置电压v
b2
将改变pmos差分对的功率-电流转换特性和nmos管-pmos管的中间节点电压，并直接反映在输出端vn。
[0033]
图4给出了本实例中第一、第二可调功率-电流转换模块的输出电流随功率的变化以及二者的差异。图4中的第一电流对应第一可调功率-电流转换模块120的偏置电流，第二电流对应第二可调功率-电流转换模块130的偏置电流，第一可调功率-电流转换模块120的偏置电流较高，电流-功率线性变化区间内斜率较小；第二可调功率-电流转换模块130的偏置电流较低，电流-功率线性变化区间内斜率较大。二者的偏置电流由偏置电压v
b1
、v
b2
调节，偏置电压越高，偏置电流就越高；电流进入线性变化区间的起始功率点由可调功率分配模块110的数字控制信号调节。
[0034]
需要说明的是，可调功率-电流转换模块将差模射频功率转换为共模直流电流，并通过电流镜向后级电路拷贝电流；当其输入功率很小时，其静态直流电流作为后级电路偏置电流的电流镜；当输入功率增大时，电流镜的电流随之增大。本实例分别采用了基于nmos和pmos的两种功率-电流转换模块，即采用nmos管和pmos管作为功率检测器件，利用nmos管和pmos管不同的i-v特性和阻抗特性，以产生不同斜率和检测范围的检测电流。也就是说，第一、第二功率-电流转换模块的输出直流电流随输入功率的变化特性不同，可以利用其差异实现随输入功率变化方向和幅度均可控的电流。须要指出的是，原理上两个功率-电流转换模块也可以采用同一种结构，通过设计不同的晶体管偏置和尺寸以实现特定的检测电流差异。
[0035]
如图2所示，本发明中的电流减法电路模块140主要由晶体管构成，包括第四pmos管141、第四nmos管142、第五nmos管143和第五电容144，第四pmos管141的栅极为电流减法电路模块140的第一输入端，连接第一可调功率-电流转换模块120的输出端v
p
，第四pmos管141的源极连接电源，第四pmos管141的漏极连接第五nmos管143的漏极；第四nmos管142的栅极为电流减法电路模块140的第二输入端，连接第二可调功率-电流转换模块130的输出端vn，第四nmos管142的源极接地，第四nmos管142的漏极连接第五nmos管143的漏极；第五nmos管143为电流镜，其源极接地，其漏极和栅极相连接，通过并联第五电容144连接到输出端v
out
，即输出功率自适应电压。第四pmos管141的漏极输出电流为第一功率-电流转换模块120的镜像电流，第四nmos管142的漏极输出电流为第二功率-电流转换模块130的镜像电流，两者的电流差流入第五nmos管143的漏极，转换为栅极电压，通过第五电容144滤除高频信号后作为待优化器件的偏置。第五电容144作为滤波电容，也可以通过版图的寄生实现，滤除偏置电压里叠加的高频信号。
[0036]
图5给出了本发明中可调自适应偏置结构实例的输出电压随功率的变化。通过可调功率分配模块110的数字信号控制，两路幅度控制模块（111，112）分别由不同的数字信号控制，衰减越大，分配到其后的功率-电流转换模块的功率越小。本实例可以设置为三种模式，以适应不同功率特性的放大器或系统：模式一：第二路幅度控制模块所有控制位置0（如5位控制，即reg2=00000），即阵列全部断开，该路信号衰减幅度最大，即将分配到第二可调功率-电流转换模块130的功率进
行最大衰减即实现模式一，该模式的输出与传统自适应偏置结构类似，输出电压在输入功率超过某一值后上升，适用于a类放大器压缩点的提高和大功率下的幅度线性化；模式二：模式二为模式一和模式三的中间情况，两路幅度控制模块控制位均为中间状态（如5位控制，可选reg1、reg2均为10000）；分配功率使得第一可调功率-电流转换模块120的电流线性区间起始点先于第二可调功率-电流转换模块130的电流线性区间起始点，如图4所示，即实现模式二，输出电压随功率先上升后下降，适用于偏置较低的多级放大器级联系统或数倍频程带宽的宽带收发电路的线性化；模式三：第一路幅度控制模块所有控制位置0（如5位控制，即reg1=00000），即阵列全部断开，该路信号衰减幅度最大，即将分配到第一可调功率-电流转换模块120的功率进行最大衰减即实现模式三，输出电压在输入功率超过某一值后下降，适用于b类放大器的幅度线性化。三种模式下输出电压的静态工作点、变化起始功率点、变化幅度和功率范围等均可通过可调功率分配模块110的数字控制信号和第一、第二可调功率-电流转换模块120、130的偏置控制信号进行调节。
[0037]
图6给出了本实例在模式二状态下的有益效果示意图。如图6所示，待优化系统为多级级联的宽带系统，在固定偏置下，由于低偏置和二次谐波造成的非线性，其增益随功率先下降后上升，在输入功率增加到-7.5dbm时增益已下降接近1db，线性度较差。采用本发明的可调自适应偏置结构，设置为模式二并调整偏置的变化范围，使得原增益下降段与偏置上升段重合，原增益上升段与偏置下降段重合，待优化系统增益变化被有效补偿，输入1db压缩点提高至2.5dbm，且压缩点前幅度变化小于0.3db，线性度明显改善。
[0038]
需要说明的是，本发明中的电路结构可以适用于cmos工艺、bicmos工艺、soi工艺或iii-iv族元素化合物半导体工艺等。
[0039]
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。