电压变换模块、供电系统以及基站的制作方法

1.本技术涉及电路技术领域，尤其涉及一种电压变换模块、供电系统以及基站。


背景技术：

2.随着无线通信的快速发展，尤其是第五代移动通信技术(5th generation mobilecommunication technology，5g)的到来，5g基站的应用越来越广泛。目前通常采用非隔离 dc/dc变换器来为5g基站供电。然而，非隔离dc/dc变换器中功率开关管无法实现零电流关断，从而导致功率开关管的开关损耗较大，因此功率开关管的开关频率较低，功率损耗较大。


技术实现要素：

3.鉴于上述问题，本技术提供一种电压变换模块、供电系统以及基站，可以实现功率开关的零电流关断，从而降低开关损耗。
4.第一方面，本技术提供一种电压变换模块，电压变换模块包括：开关电容谐振单元，包括开关单元与谐振单元，谐振单元与开关单元电连接，用于与开关单元配合，以接收第一电压，并将第一电压转换为第二电压，第一电压与第二电压的电性相反。其中，开关单元包括功率开关，功率开关的开关占空比固定，功率开关的开关频率根据谐振单元的谐振频率确定。本技术提供的电压变换模块可以通过控制功率开关的占空比固定，并根据谐振单元的谐振频率确定功率开关的开关频率，可以使得流经谐振单元的电流谐振到零，从而实现功率开关的零电流关断，降低功率开关的开关损耗。
5.结合第一方面，在一种可能的实现方式中，开关单元包括第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关及第四功率开关，第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关和第四功率开关依次串联，谐振单元与串联后的第二功率开关及第三功率开关并联。第二功率开关与第三功率开关的中间节点以及第四功率开关的一端用于接收第一电压，第一功率开关的一端用于输出第二电压。第一功率开关与第三功率开关构成两组功率开关中的其中一组，第二功率开关与第四功率开关构成两组功率开关中的另外一组，谐振单元用于通过导通的第二功率开关及第四功率开关获取第一电压并进行充电，谐振单元还用于通过导通的第一功率开关及第三功率开关进行放电。本技术提供的电压变换模块中，开关单元包括四个功率开关，四个功率开关构成两组，谐振单元用于通过导通的一组获取第一电压并进行充电，并通过导通的另一组进行放电，从而将第一电压转换为电性相反的第二电压。
6.结合第一方面，在一种可能的实现方式中，开关单元包括第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关及第四功率开关，第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关和第四功率开关依次串联，谐振单元包括谐振电容和谐振电感，谐振电容与串联后的第二功率开关及第三功率开关并联，谐振电感的连接至第二功率开关和第三功率开关的中间节点。第二功率开关与第三功率开关的中间节点以及第四功率开关的一端用于接收第一电压，第一功率开关的一端用于输出第二电压。第一功率开关与第三功率开关构成两组功率开关中的
其中一组，第二功率开关与第四功率开关构成两组功率开关中的另外一组，谐振单元用于通过导通的第二功率开关及第四功率开关获取第一电压并进行充电，谐振单元还用于通过导通的第一功率开关及第三功率开关进行放电。
7.结合第一方面，在一种可能的实现方式中，电压变换模块还包括直流变换单元，直流变换单元电连接于开关电容谐振单元与负载之间，用于将第二电压转换为第三电压，以对负载供电。本技术提供的电压变换模块中，直流变换单元连接于开关电容谐振单元与负载之间，可以将第二电压转换为适用于负载的供电电压，从而可以根据负载的供电电压要求调节直流变换单元输出的第三电压，以对不同的负载进行供电。
8.结合第一方面，在一种可能的实现方式中，电压变换模块还包括直流变换单元，直流变换单元电连接于开关电容谐振单元与直流电源之间，用于将直流电源的输出电压转换为第一电压，以对开关电容谐振单元供电。
9.结合第一方面，在一种可能的实现方式中，电压变换模块还包括两个直流变换单元，两个直流变换单元中的一个电连接于开关电容谐振单元与负载之间，用于将第二电压转换为第三电压，以对负载供电。两个直流变换单元中的另一个电连接于开关电容谐振单元与直流电源之间，用于将直流电源的输出电压转换为第一电压，以对开关电容谐振单元供电。
10.结合第一方面，在一种可能的实现方式中，电压变换模块还包括控制电路，控制电路电连接功率开关，用于控制功率开关的开关占空比固定，并根据谐振单元的谐振频率控制功率开关的开关频率。本技术提供的电压变换模块中，控制电路可以控制开关单元中功率开关管的开关频率以及占空比，控制电路可以控制开关单元的占空比固定，且根据谐振单元的谐振频率控制开关单元中功率开关管的开关频率，以使得流经谐振单元的电流谐振到零，从而实现功率开关的零电流关断。
11.结合第一方面，在一种可能的实现方式中，电压变换模块还包括控制电路，控制电路电连接直流变换单元，用于调节直流变换单元的输出电压。本技术提供的电压变换模块中，控制电路可以根据负载的供电电压，调节直流变换单元的输出电压，使得负载的输入电压与负载的供电电压匹配。
12.结合第一方面，在一种可能的实现方式中，直流变换单元包括boost电路、buck电路、buck-boost电路中的至少一种。
13.第二方面，本技术提供一种供电系统。供电系统包括上述第一方面任一可能的实现方式提供的电压变换模块。电压变换模块电连接直流电源，用于从直流电源获取第一电压。
14.第三方面，本技术提供一种基站。基站包括上述第二方面任一可能的实现方式提供的供电系统。
15.另外，第二方面至第三方面中任一种可能的实现方式所带来的技术效果可参见第一方面中不同实现方式所带来的技术效果，此处不再赘述。
附图说明
16.图1为谐振buck-boost电路的电路图。
17.图2为本技术提供的电压变换模块的一种示意图。
18.图3a为开关谐振变换单元的一种电路图。
19.图3b为开关谐振变换单元的另一种电路图。
20.图4a为本技术提供的电压变换模块的一种结构图。
21.图4b为本技术提供的电压变换模块的另一种结构图。
22.图5a为本技术提供的直流变换单元的一种电路图。
23.图5b为本技术提供的直流变换单元的另一种电路图。
24.图5c为本技术提供的直流变换单元的又一种电路图。
25.图6a为本技术提供的电压变换模块的一种电路图。
26.图6b为本技术提供的电压变换模块的另一种电路图。
27.图6c为本技术提供的电压变换模块的又一种电路图。
28.图7为本技术提供的第一功率开关的电流、电压以及控制信号的波形图。
29.图8为本技术提供的供电系统的示意图。
30.图9为本技术提供的基站的示意图。
31.图10为本技术提供的射频模块的示意图。
32.图11为本技术提供的基带模块的示意图。
具体实施方式
33.下面将结合本技术实施例中的附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
34.可理解的，本技术中所描述的连接关系指的是直接或间接连接。例如，a与b连接，既可以是a与b直接连接，也可以是a与b之间通过一个或多个其它电学元器件间接连接。例如可以是a与c直接连接，c与b直接连接，从而使得a与b之间通过c实现了连接。还可理解的，本技术中所描述的“a连接b”可以是a与b直接连接，也可以是a与b通过一个或多个其它电学元器件间接连接。
35.在本技术的描述中，除非另有说明，“/”表示“或”的意思，例如，a/b可以表示a或 b。本文中的“和/或”仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如， a和/或b，可以表示：单独存在a，同时存在a和b，单独存在b这三种情况。
36.在本技术的描述中，“第一”、“第二”等字样仅用于区别不同对象，并不对数量和执行次序进行限定，并且“第一”、“第二”等字样也并不限定一定不同。此外，术语“包括”和“具有”以及它们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。
37.下面结合附图来对本技术的技术方案作进一步的详细描述。
38.随着无线通信的快速发展，尤其是第五代移动通信技术(5th generation mobilecommunication technology，5g)的到来，5g基站的应用越来越广泛。目前通常采用非隔离式电压变换模块来为5g基站供电。非隔离式电压变换模块通常包括谐振buck-boost电路，如图1所示。其中，谐振buck-boost电路中的多个功率开关管(例如，图1中功率开关管s1-s4)受到控制信号d1或者控制信号d2的控制，通过动态调节控制信号的占空比以及频率，以调节谐振buck-boost电路的输出电压。然而，由于控制信号的占空比以及频率不断变化，谐振buck-boost电路无法工作于谐振状态，因此多个功率开关管无法实现零电流关断，从而导致功率开关管的开关损耗较大、功率开关管的开关频率较低、功率损耗较大。因此，本申
请提供一种电压变换模块、供电系统和相关设备，可以实现功率开关管的零电流关断，降低功率开关管的开关损耗，提高功率开关管的开关频率，降低功率损耗，同时实现多样化的输出电压调节。
39.请参阅图2，图2示出了本技术提供的电压变换模块1的示意图。
40.如图2所示，电压变换模块1电连接于负直流电源2与负载3之间。负直流电源2用于提供负直流电压，以对电压变换模块1供电。其中，负直流电源2可以是交流/直流 (alternating current/direct current，ac/dc)变换电路，可实现将交流电转换为负直流电。或者，负直流电源2也可以是电池(battery，batt)。
41.电压变换模块1用于将负直流电源2的输出电压进行转换，以对负载3供电。在一种实施方式中，电压变换模块1包括开关谐振变换单元11以及直流变换单元12。直流变换单元 12电连接于开关谐振变换单元11与负载3之间。其中，开关谐振变换单元11用于将输入的负电压(例如-vin)转换为正电压(例如第一正电压 vo1)。直流变换单元12用于将该正电压(例如第一正电压 vo1)进行转换，例如转换为第二正电压 vo2，以对负载3供电。
42.请参阅图3a，图3a为开关谐振变换单元11的一种电路图。
43.如图3a所示，开关谐振变换单元11包括开关单元101、谐振单元102。其中，开关单元101包括多个功率开关。可以理解，每个功率开关可以采用金属氧化物半导体场效应晶体管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，mosfet)、绝缘栅型双极性晶体管 (insulated gate bipolar transistor，igbt)、由多个mosfet并联或串联而成的开关电路、多个igbt并联或串联而成的开关电路、由mosfet与反接的二极管并联而成的开关电路、或由igbt与二极管并联而成的开关电路，在此不做具体限定。
44.可以理解，开关单元101与谐振单元102互相配合，以接收第一电压(例如-vin)，并将第一电压转换为第二电压(例如第一正电压 vo1)，显然，第一电压与第二电压的电性相反。
45.具体地，以功率开关为mosfet与反接的二极管并联而成的开关电路为例加以说明。
46.如图3a所示，开关单元101包括四个功率开关，例如第一功率开关k1、第二功率开关 k2、第三功率开关k3和第四功率开关k4。第一功率开关k1、第二功率开关k2、第三功率开关k3和第四功率开关k4依次串联。具体地，第一功率开关k1的源极连接至第二功率开关k2的漏极。第二功率开关k2的源极连接至第三功率开关k3的漏极。第三功率开关k3 的源极连接至第四功率开关k4的漏极。第二功率开关k2与第三功率开关k3的中间节点j1 与第四功率开关k4的源极用于连接负直流电源2，以获取负电压-vin。其中，负电压-vin可以为负直流电源2输出的负电压，亦可为直流变换单元12输出的负电压。第一功率开关k1 的漏极作为开关谐振变换单元11的输出端，以输出第一正电压 vo1。
47.可以理解，四个功率开关，即第一至第四功率开关k1-k4的栅极用于连接至控制电路4 (参图2)，用于接收控制信号，以在控制信号的控制下导通和截止。即第一至第四功率开关 k1-k4的导通状态和关断状态是可配置的。其中，可以理解，功率开关的通断状态是指功率开关中的开关器件的通断状态。
48.谐振单元102与串联后的第二功率开关k2及第三功率开关k3并联。其中，如图3a所示，在一些实施例中，谐振单元102包括谐振电容cr和谐振电感lr。谐振电容cr和谐振电感
lr串联，谐振电容cr的一端连接至第一功率开关k1和第二功率开关k2的中间节点，谐振电感lr的一端电连接于第三功率开关k3和第四功率开关k4的中间节点。
49.在一些实施例中，开关谐振变换单元11还包括第一电容单元103以及第二电容单元104。其中，第一电容单元103的两端分别连接至开关单元101的输出端(即第一功率开关k1的漏极)及第二功率开关k2与第三功率开关k3的中间节点j1(即第二功率开关k2的源极与第三功率开关k3的漏极之间)。第二电容单元104的两端分别连接负直流电源2的正极和负极。
50.可以理解，第一电容单元103和第二电容单元104均可以包括至少一个电容，也均可以包括相连接的至少一个电容和至少一个电阻，在此不做具体限定。例如，图3a中，第一电容单元103包括串联的电阻r1和电容c1，第二电容单元104包括串联的电阻r2和电容c2。第一电容单元103和第二电容单元104均具有滤波功能，其中，第一电容单元103用于对第一正电压 vo1做滤波处理。第二电容单元104用于对负电压-vin做滤波处理。
51.可以理解，上述开关单元101和谐振单元102可构成非隔离式谐振开关电容电路。即，开关单元101可以控制谐振单元102的充放电。
52.具体地，当开关谐振变换单元11工作时，第一功率开关k1和第三功率开关k3构成一组功率开关，第二功率开关k2和第四功率开关k4构成另一组功率开关。其中，同组的功率开关的通断状态相同，不同组的功率开关通断状态相反。例如，同组的第一功率开关k1和第三功率开关k3的通断状态相同，但与另一组的第二功率开关k2和第四功率开关k4的通断状态相反。
53.示例的，在第一时间段，第一功率开关k1和第三功率开关k3关断，第二功率开关k2 和第四功率开关k4导通。此时，第二功率开关k2、谐振单元102、第四功率开关k4与前一级的电路形成回路。其中，前一级的电路可以为直流变换单元12，亦可以为负直流电源2。基于此，谐振单元102可以接收负电压-vin并进行充电。在这一过程中，电流会流经第一电容单元103，因此，第一电容单元103产生并输出第一正电压 vo1。
54.又示例的，在第二时间段，第一功率开关k1和第三功率开关k3导通，第二功率开关 k2和第四功率开关k4关断。此时，第一功率开关k1、谐振单元102、第三功率开关k3与输出端连成回路。基于此，谐振单元102可以向输出端进行放电，以维持输出端的第一正电压 vo1。
55.在本技术实施例中，多个功率开关可以采用内部参数一致的开关器件，以减小杂质电感和分布电容。
56.在本技术实施例中，多个功率开关的开关占空比固定，且多个功率开关的开关频率根据谐振单元102的谐振频率确定。
57.具体地，若需使得开关单元101中的功率开关(例如第一功率开关k1、第二功率开关 k2、第三功率开关k3和第四功率开关k4)实现零电流关断，则需确保谐振单元102中的电流可以谐振到零。也即，谐振单元102的总阻抗需为纯阻性，谐振单元102的工作频率为谐振频率，且功率开关的开关占空比固定。其中，谐振单元102的工作频率由开关单元101中功率开关的开关频率确定，谐振频率由谐振单元102中的谐振电容cr和谐振电感lr的总阻抗确定。因此，通过控制开关单元101中功率开关的开关频率，可以使得谐振单元102的工作频率为谐振频率。同时，也可以控制开关单元101中功率开关的开关占空比，以使得开关占空比固定。如此，可以减少功率开关的开关损耗，提高功率开关的开关频率，提高电压转换效率，
进而进一步提高开关谐振变换单元11的工作效率和功率密度。由于功率开关的开关频率得到提升，开关谐振变换单元11的体积和制造成本也随之降低。
58.此外，由于谐振单元102的谐振频率仅与谐振电容cr和谐振电感lr的材料特性有关，因此，通过改变谐振电容cr的容抗，在谐振频率不变的条件下，谐振电感lr的感抗也随之变化。当谐振电感lr的感抗小于预设阈值时，谐振电感lr可以采用印制电路板(printedcircuit board，pcb)上的覆铜替代，从而进一步简化电路结构，减少功率耗散。
59.可以理解，开关单元101的功率开关可以分为两组，两组功率开关轮流交替导通和关断，相当于有两个开关电源同时输出功率，这也使得开关谐振变换单元11输出的功率大，工作效率高。
60.可以理解，在本技术实施例中，并不限制开关谐振变换单元11的具体电路，只要开关谐振变换单元11可实现将获取的负电压-vin进行电压极性转换即可。例如，请参阅图3b，在一种可能的实施方式中，开关谐振变换单元11也可以采用另一非隔离式谐振开关电容电路。
61.如图3b所示，开关谐振变换单元11包括开关单元101、谐振单元102a、第一电容单元 103和第二电容单元104。图3b中的开关谐振变换单元11与图3a中的开关谐振变换单元11 的电路结构及工作原理类似，其区别在于图3b中开关谐振变换单元11的电路连接关系与图 3a中开关谐振变换单元11的电路连接关系不同。在图3b中，谐振单元102a包括谐振电容 cr和谐振电感lr，其中，谐振电容cr的一端连接至第一功率开关k1和第二功率开关k2的中间节点，谐振电容cr的另一端连接至第三功率开关k3和第四功率开关k4的中间节点。谐振电感lr的一端连接至第二功率开关k2和第三功率开关k3的中间节点j1，谐振电感lr 的另一端通过第一电容单元103连接至开关单元101的输出端。
62.请参阅图4a，图4a示出了本技术提供的电压变换模块1a的结构图。
63.如图4a所示，电压变换模块1a电连接于负直流电源2与负载3之间。电压变换模块1a 用于将负直流电源2的输出电压进行转换，以对负载3供电。电压变换模块1a包括开关谐振变换单元11以及直流变换单元12a。其中，图4a中的电压变换模块1a与图1中电压变换模块1的区别在于，直流变换单元12a与负直流电源2及开关谐振变换单元11的电连接关系不同。其中，在图4a中，直流变换单元12a电连接于开关谐振变换单元11与负直流电源2之间。直流变换单元12a用于将负直流电源2的输出电压进行转换，以对开关谐振变换单元11 供电。
64.可以理解，图4a中开关谐振变换单元11可以为图3a所示的电路结构，也可为图3b所示的电路结构，在此不作具体限定。
65.请参阅图4b，图4b示出了本技术提供的电压变换模块1b的结构图。
66.如图4b所示，电压变换模块1b电连接于负直流电源2与负载3之间。电压变换模块ba 用于将负直流电源2的输出电压进行转换，以对负载3供电。电压变换模块1b包括开关谐振变换单元11以及直流变换单元12b。其中，图4b中的电压变换模块1b与图1中电压变换模块1的区别在于，直流变换单元12b的数量为两个，其中一个直流变换单元12b电连接于开关谐振变换单元11与负直流电源2之间，用于将负直流电源2的输出电压进行转换，以对开关谐振变换单元11供电。另一个直流变换单元12电连接于开关谐振变换单元11与负载3之间，用于将开关谐振变换单元11的输出电压进行转换，以对负载3供电。
67.可以理解，图4b中开关谐振变换单元11可以为图3a所示的电路结构，也可为图3b所示的电路结构，在此不作具体限定。
68.可以理解，本技术并不限制直流变换单元12、12a、12b的具体电路，只要直流变换单元12、12a、12b可实现升压和/或降压即可。以下为描述方便，以图1中的直流变换单元12 为例加以说明。
69.示例的，直流变换单元12可以采用可实现升压功能的升压(boost)电路、可实现降压功能的降压(buck)电路，或可实现降压-升压功能且不转换电压极性的降压-升压 (buck-boost)电路。当然，直流变换单元12还可以为上述各电路之间的组合。例如，直流变换单元12可以为buck电路和boost电路的组合，可以为buck电路和buck
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boost电路之间的组合，还可以为buck电路、boost电路和buck-boost电路之间的组合等，本技术对此不做具体限制。
70.例如，请参阅图5a，在第一种情况下，直流变换单元12包括功率开关k5、二极管vd3、电容c7及电感l1。
71.可以理解，直流变换单元12中的功率开关k5可以采用mosfet、igbt、由多个 mosfet并联或串联而成的开关电路、多个igbt并联或串联而成的开关电路、由mosfet 与反接的二极管并联而成的开关电路、或由igbt与二极管并联而成的开关电路，在此不做具体限定。以下为了描述方便，以功率开关k5为mosfet与反接的二极管并联而成的开关电路为例加以说明。
72.在图5a中，功率开关k5的漏极连接开关谐振变换单元11的输出端，用以接收第一正电压 vo1。功率开关k5的源极连接至二极管vd3的阴极及电感l1的一端。二极管vd3的阳极连接至开关谐振变换单元11的输出端及电容c7的一端。电容c7的另一端连接至电感 l1的另一端，并作为直流变换单元12的输出端，以输出第二正电压 vo2。可以理解，功率开关k5的栅极用于接收控制信号，以在控制信号的控制下导通和截止。可以理解，二极管 vd3也可以采用功率开关代替，此处不做具体限制。
73.可以理解，图5a所示的直流变换单元12工作时，当功率开关k5导通时，电容c7和电感l1均获电。其中，电感l1通过功率开关k5接收到开关谐振变换单元11输出的第一正电压 vo1并进行储能。当功率开关k5关断时，电感l1向电容c7释放之前所存储的能量，以为电容c7供电。由于电感l1供电会逐渐减少，因此直流变换单元12可实现降压功能。其中， vo2＝ vo1*d。d为功率开关k5的开关占空比，即功率开关k5导通的时长占功率开关的一个周期的比例。
74.又例如，请参阅图5b，在第二种情况下，直流变换单元12包括功率开关k6、二极管 vd4、电容c8及电感l2。其中，电感l2的一端连接开关谐振变换单元11的输出端，以接收第一正电压 vo1。电感l2的另一端连接功率开关k6的漏极及二极管vd4的阳极，功率开关k6的源极连接开关谐振变换单元11的输出端及电容c8的一端。二极管vd4的阴极连接电容c8的另一端。电容c8的另一端作为直流变换单元12的输出端，以输出第二正电压 vo2。可以理解，功率开关k6的栅极用于接收控制信号，以在控制信号的控制下导通和截止。可以理解，二极管vd4也可以采用功率开关代替，此处不做具体限制。
75.可以理解，图5b所示的直流变换单元12工作时，当功率开关k6导通时，电感l2接收开关谐振变换单元11输出的第一正电压 vo1并进行储能。当功率开关k6关断时，第一正电
压 vo1通过二极管vd4向电容c8供电，同时，电感l2也通过二极管vd4向电容c8释放之前所存储的能量。因此直流变换单元12可实现升压功能。其中， vo2＝ vo1/(1-d)。其中，d为功率开关k6的开关占空比，即功率开关k6导通的时长占功率开关的一个周期的比例。
76.再例如，请参阅图5c，在第三种情况下，直流变换单元12包括功率开关k7～k10、电容c9、c10及电感l3。功率开关k7的漏极连接开关谐振变换单元11的输出端，以接收第一正电压 vo1。功率开关k7的源极连接功率开关k8的漏极，以及通过电感l3连接功率开关k9的源极，功率开关k8的源极通过电容c9连接开关谐振变换单元11的输出端以及连接功率开关k10的源极。功率开关k10的漏极连接功率开关k9的源极，功率开关k10的源极连接电容c10的一端，电容c10的另一端连接功率开关k9的漏极，并作为直流变换单元12 的输出端，以输出第二正电压 vo2。可以理解，功率开关k7～k10的栅极用于接收控制信号，以在控制信号的控制下导通和截止。
77.可以理解，图5c所示的直流变换单元12工作时，当功率开关k7和k10导通，功率开关k9和k8关断，电感l3可以接收开关谐振变换单元11输出的第一正电压 vo1并进行储能。当功率开关k7和k10关断，功率开关k9和k8导通时，电感可以向电容c10释放之前所存储的能量。其中， vo2＝ vo1*d/(1-d)。d为同时导通的功率开关k7和k10的开关占空比，即功率开关k7和k10同时导通的时长占功率开关的一个周期的比例。图5c所示的直流变换单元12可通过调整d的大小以实现升压/降压。
78.可以理解，在图5a至图5c所示的实施方式中，由于前级的开关谐振变换单元11已集中进行电压的极性转换。基于此，直流变换单元12仅需要将第一正电压 vo1升压/降压处理成第二正电压 vo2，无需转换电压极性。这使得当直流变换单元12中的功率开关进行关断时，例如，在图5a所示的实施方式中，功率开关k5在关断时漏极和源极的压差小于第一正电压 vo1，在图5b所示的实施方式中，功率开关k6在关断时漏极和源极的压差接近第二正电压 vo2。在图5c所示的实施方式中，每个功率开关在关断时漏极和源极的压差均小于第一正电压 vo1。显然，直流变换单元12中的功率开关所承受的电压值不超过输入电压值或输出电压值。即，直流变换单元12中的开关器件所承受的电压值小于输入电压值和输出电压值之和。如此，可以降低直流变换单元12所采用的开关器件的功率参数。
79.由于小功率参数的开关器件相较于大功率参数的开关器件，性能更佳，功率损耗更小，体积也更小。因此，当直流变换单元12采用更小功率参数的开关器件时，可以使得直流变换单元12的功率损耗和电压转换效率均得以提高，功率密度得以增大。
80.另外，小功率参数的开关器件由于在成本和供应风险上小于大功率参数的开关器件，因此，直流变换单元12的成本及供应风险也得以降低。
81.可以理解，本技术提供的电压变换模块1、1a、1b可以包括图3a-3b中任一种开关谐振变换单元11，以及图5a-5c中任一种直流变换单元12。例如，如图6a所示，电压变换模块 1包括图3a中的开关谐振变换单元11以及图5a中的直流变换单元12。又例如，如图6b所示，电压变换模块1a包括图3a中的开关谐振变换单元11以及图5a中的直流变换单元12。再例如，如图6c所示，电压变换模块1b包括图3a中的开关谐振变换单元11以及图5a中的直流变换单元12。
82.综上，本技术的电压变换模块1、1a、1b通过设置开关谐振变换单元11和直流变换单元 12，开关谐振变换单元11集中进行电压极性转换，由开关谐振变换单元11中的谐振单
元102 通过导通的一组功率开关来获取负电压，进而将负电压-vin转换成第一正电压 vo1。直流变换单元12可以配置为将负直流电源2的输出电压转换为负电压-vin，亦可以配置为将第一正电压 vo1转换为对应的第二正电压 vo2。基于这样的设计，开关谐振变换单元11中的开关器件和直流变换单元12中的开关器件所承受的电压值均可以小于输入电压值和输出电压值之和。如此，本技术实施例的开关谐振变换单元11和直流变换单元12所采用的开关器件的功率参数可以更小。
83.当开关谐振变换单元11和直流变换单元12均采用更小功率参数的开关器件时，由于小功率参数的开关器件的功率损耗小于大功率参数的开关器件的功率损耗，体积也更小，因此，开关谐振变换单元11和至少一个直流变换单元12的功率损耗和体积可以有效减小。进一步地，由于功率损耗小和体积小均可以提高功率密度，因此，本技术实施例中的电压变换模块1的功率密度都能得到有效提升。
84.另外，小功率参数的开关器件的反应速度可以快于大功率参数的开关器件的反应速度，因此，当开关谐振变换单元11和至少一个直流变换单元12均采用更小功率参数的开关器件时，开关谐振变换单元11和至少一个直流变换单元12的工作效率也可以更高。而且，前级的开关谐振变换单元11可以开环工作，无需进行闭环调节，进一步提高了工作效率。因此，整个电压变换模块1的效率可以实现有效提升。
85.请再次参阅图2，控制电路4电连接开关谐振变换单元11以及直流变换单元12。控制电路4用于控制开关谐振变换单元11以及直流变换单元12中功率开关的占空比以及开关频率。例如，控制电路4可以控制开关谐振变换单元11中功率开关的开关频率，使得功率开关工作于谐振频率下。其中，谐振频率由开关谐振变换单元11中谐振回路(图3a中示出的谐振回路102)的阻抗确定。又例如，控制电路4可以控制直流变换单元12中功率开关的占空比，以调节直流变换单元12的输出电压值。
86.在一些实施方式中，控制电路4可对开关谐振变换单元11进行开环控制，控制电路4还可以开环或者闭环控制至少一个直流变换单元12。其中，开环控制是指控制电路4控制开关谐振变换单元11或者至少一个直流变换单元12中的功率开关的占空比以及开关频率固定，而闭环控制是指控制电路4控制开关谐振变换单元11或者至少一个直流变换单元12中的功率开关的占空比以及开关频率动态变化，以调节开关谐振变换单元11或者至少一个直流变换单元12的输出电压。
87.示例的，当控制电路4开环控制开关谐振变换单元11时，控制电路4可控制开关谐振变换单元11中的开关器件的开关占空比固定，以使开关谐振变换单元11输出电压值为固定的第一正电压 vo1。例如，控制电路4可控制开关谐振变换单元11中开关器件的占空比固定在大约50％，使得开关谐振变换单元11输出的第一正电压 vo1的电压值等于其输入电压的电压值。
88.当控制电路4闭环控制直流变换单元12时，控制电路4可根据直流变换单元12输出的电压来动态调整直流变换单元12中的开关器件的开关占空比或开关频率，以将直流变换单元12输出的第二正电压 vo2的电压值调整达到预设的电压值。如此可确保直流变换单元12 的输出电压稳定，实现更可靠地供电。
89.可以理解，如上所述，开关谐振变换单元11中开关谐振变换单元11是开环工作，无需进行闭环调节。因此，可以使得整个电压变换模块1的工作效率得到提高。
90.可以理解，控制电路4可以是通用中央处理器(cpu)、微处理器、特定应用集成电路 (application-specific integrated circuit，asic)、或一个或多个用于控制以上方案程序执行的集成电路。
91.可以理解，控制电路4可以基于脉冲宽度调制(pulse width modulation，pwm)方式，脉冲频率调节(pulse frequency modulation，pfm)方式，或者pwm和pfm混合的方式来产生控制信号，以驱动开关谐振变换单元11和直流变换单元12中的开关器件导通或关断。例如，开关谐振变换单元11和直流变换单元12中的开关器件在接收到控制信号中的高电平时导通，在接收到控制信号中的低电平时关断。
92.下面以图3a中所示的第一功率开关k1为例，介绍谐振单元102的工作波形图。
93.请参阅图7，示出了第一功率开关k1的电流、电压以及控制信号的波形图。
94.如图7所示，在t1时刻，第一功率开关k1的电压为零，控制信号为高电平，第一功率开关k1导通，从而实现零电压导通。
95.在t1-t2时刻，第一功率开关k1导通期间，第一功率开关k1的电流谐振。
96.在t2时刻，第一功率开关k1的电流谐振到零后，控制信号变为低电平，第一功率开关 k1断开，从而实现零电流关断。
97.如此，第一功率开关k1可以实现零电压开关(zero voltage switch，zvs)以及零电流开关(zero current switch，zcs)，可以减少功率开关的开关损耗，提高功率开关的开关频率，提高电压转换效率，进而进一步提高开关谐振变换单元11的工作效率和功率密度。
98.可以理解，本技术实施例还提供一种供电系统。
99.请参阅图8，为本技术实施例提供的一种供电系统的示意图。如图8所示，供电系统100 包括负直流电源2及电压变换模块1d。
100.电压变换模块1d与负直流电源2及负载3电连接，电压变换模块1d用于将负直流电源 2所提供的负电压-vin转换为负载3所需要的供电电压 vo2。
101.可以理解，负直流电源2可以是交流/直流(alternating current/direct current，ac/dc) 变换电路，可实现将交流电(例如220v市电)转换为负直流电。负直流电源2也可以是电池(battery，batt)，此处不做具体限制。
102.可以理解，电压变换模块1d可以为上述电压变换模块1、1a、1b，具体可参阅图1、图 4a至图4b的描述，在此不再赘述。
103.在一些实施方式中，负直流电源2可以通过直流共模回路(directcurrent-returncommon，dc-c)或直流隔离回路(directcurrent-returnisolate，dc-i)方式输出负直流电。电压变换模块1d可以为功率模组，例如，功率变换器等。负载3可以为功率放大器、三次电源等。
104.可以理解，本技术的实施例还提供一种基站。
105.请参阅图9，为本技术实施例提供的一种基站200的示意图。如图9所示，基站200包括射频单元(remote radio unit，rru)5、基带单元(bandwidth based unit，bbu)6、天线7、馈线8和供电系统100a。
106.射频单元5通过光纤与基带单元6通信连接，射频单元5通过馈线8与天线7相连接。可以理解，射频单元5可从基带单元6接收数字信号及控制信息，射频单元5将数字信号调制成射频信号并放大后，通过馈线8将放大后的射频信号传输至天线7，天线7再将射频信号发
射出去。射频单元5还可通过馈线8从天线7接收射频信号，将射频信号进行解调，并将解调信号传输给基带单元6，基带单元6再对基带单元6回传的解调信号处理。
107.供电系统100a通过电缆连接射频单元5和/或基带单元6，射频单元5和/或基带单元6 作为供电系统100a的负载，供电系统100a可以为射频单元5和/或基带单元6提供对应的供电电压。
108.可以理解，供电系统100a可以为图8所示的供电系统100。
109.可以理解，供电系统100a的安装位置可与射频单元5或基带单元6相同，在此不做具体限定，可根据应用场景的需要设定。示例的，如图9所示，基站200为分布式基站。其中，射频单元5、天线7和馈线8可以安装在塔体9的塔顶上。当然，射频单元5、天线7和馈线 8也可以安装在高山上、楼顶上或其他高处。供电系统100a和基带单元6安装在塔体9的塔底或远处的机房。
110.示例的，当塔体9上安装有射频单元5，射频单元5含有4个不同频段的功率放大器电路，因此需要12v、28v、50v和65v的供电电压时，供电系统100a可以将负直流电源2所提供的负电压-vin(例如-48v直流电压，允许波动范围为-36v～-63v)先转换成第一正电压 vo1(例如 48v直流电压)，进而再将第一正电压 vo1转换成多个第二正电压 vo2，分别为12v、28v、50v和65v。多个第二正电压 vo2可分别通过电缆传输给射频单元5对应的功率放大器电路。射频单元5的功率放大器电路获得供电电压后，即可上电正常工作。
111.可以理解，本技术的实施例还提供一种射频模块。
112.请参阅图10，射频模块300可以包括电压变换模块1e和射频单元5a。电压变换模块1e 电连接射频单元5a，以为射频单元5a供电。
113.可以理解，射频单元5a的结构及工作过程可参见上述图9所示的基站200中的射频单元 5的描述，在此不再赘述。
114.可以理解，电压变换模块1e可以为上述电压变换模块1、1a、1b，具体可参阅图1、图 4a至图4b的描述，在此不再赘述。
115.可以理解，本技术的实施例还提供一种基带模块。
116.请参阅图11，基带模块400可以包括电压变换模块1f和基带单元6a。电压变换模块1f 电连接基带单元6a，以为基带单元6a供电。
117.可以理解，基带单元6a的工作过程可参见上述图9所示的基站中的基带单元6的描述，在此不再赘述。
118.可以理解，电压变换模块1f可以为上述电压变换模块1、1a、1b，具体可参阅图1、图 4a至图4b的描述，在此不再赘述。
119.在本技术各实施例中的各功能单元可以全部集成在一个处理单元中，也可以是各单元分别单独作为一个单元，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中；上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用硬件加软件功能单元的形式实现。
120.本技术上述集成的单元如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本技术实施例的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机、服务器、或者网络设备等)执行本技术各个实施例所述方法的全部或部分。而前
述的存储介质包括：移动存储设备、rom、ram、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
121.本技术领域的普通技术人员应当认识到，以上的实施方式仅是用来说明本技术，而并非用作为对本技术的限定，只要在本技术的实质精神范围之内，对以上实施例所作的适当改变和变化都落在本技术要求保护的范围之内。