恒功率无线充电系统

1.本技术涉及无线充电技术领域，具体而言，涉及一种恒功率无线充电系统。


背景技术：

2.感应电力传输(inductive power transfer，简称ipt)技术，使用电感耦合通过磁场将能量从电源无线传输到负载，凭借其非接触特性，提高了电力传输的便利性、可靠性和安全性。因此，感应电力传输技术适合作为医疗植入物、便携式设备、电动自行车和电动汽车等案例的电力传输解决方案。在ipt技术领域中，通常涉及到恒流、恒压、以及恒功率等无线充电的研究；与传统电池充电方案中占主导地位的恒流(constant current，简称cc)充电或恒压(constant voltage，简称cv)相比，恒功率(constant power，简称cp)充电可以提供更快的充电速率，同时还可以缓解电池老化问题。
3.目前，一些恒功率无线充电方案提出，可以直接在感应电力传输转换器的输入端和/或输出端添加额外的直流变换器(dc to dc converter，简称dc-dc)，以调节输出电流和电压，从而直接调制输出功率。
4.但是，由于需要增加额外的转换层，这会显着降低系统效率并增加系统复杂性和成本。


技术实现要素：

5.本技术的目的在于，针对上述现有技术中的不足，提供一种恒功率无线充电系统，以便解决现有技术中由于需要增加额外的转换层，导致会降低系统效率并增加系统复杂性和成本的问题。
6.为实现上述目的，本技术实施例采用的技术方案如下：
7.第一方面，本技术实施例提供了一种恒功率无线充电系统，包括：无线充电发射装置、无线充电接收装置以及控制装置；
8.其中，所述无线充电发射装置包括：全桥电压源逆变器、初级侧的谐振补偿电路；所述无线充电接收装置包括：次级侧的谐振补偿电路、半有源整流器；
9.所述初级侧的谐振补偿电路包括：补偿模块以及无线电力传输模块；
10.所述全桥电压源逆变器的输入端用于接入直流电压源，所述全桥电压源逆变器用于将所述直流电压源转换为高频交流电压；
11.所述全桥电压源逆变器的输出端与所述补偿模块的输入端连接，所述补偿模块的输出端与所述无线电力传输模块的输入端连接，所述补偿模块用于对所述全桥电压源逆变器输出端输出的高频交流电压进行补偿以输出补偿后的高频交流电压，所述无线电力传输模块用于对补偿后的高频交流电压进行无线传输；
12.所述无线电力传输模块的输出端与所述次级侧的谐振补偿电路电磁连接，所述次级侧的谐振补偿电路用于接收所述补偿后的高频交流电压；
13.所述次级侧的谐振补偿电路的输出端与所述半有源整流器的第一输入端连接，所
述半有源整流器的第二输入端与所述控制装置连接，所述控制装置用于向所述半有源整流器输出脉冲密度调制控制波，所述半有源整流器用于在所述脉冲密度调制控制波的控制下，对所述补偿后的高频交流电压进行整流，得到直流电压，由所述半有源整流器的输出端将所述直流电压输送至待充电负载。
14.可选地，所述补偿模块包括：第一电感、第一电容、第二电容；
15.所述第一电感的一端与所述全桥电压源逆变器的输出端连接，所述第一电感的另一端分别与所述第一电容的一端、所述第二电容的一端连接；
16.所述第一电容的另一端分别与所述全桥电压源逆变器的输出端以及所述无线电力传输模块的输入端连接；
17.所述第二电容的另一端与所述无线电力传输模块的输入端连接。
18.可选地，所述无线电力传输模块包括：发射线圈；
19.所述发射线圈的一端与所述第二电容的另一端连接，所述发射线圈的另一端与所述第一电容的另一端连接；
20.所述发射线圈与所述次级侧的谐振补偿电路电磁连接。
21.可选地，所述次级侧的谐振补偿电路包括：第三电容、接收线圈；
22.所述接收线圈与所述发射线圈电磁连接；
23.所述第三电容的一端与所述接收线圈的一端连接，所述第三电容的另一端与所述半有源整流器的第一输入端连接；
24.所述接收线圈的另一端与所述半有源整流器的第一输入端连接。
25.可选地，所述半有源整流器包括：第一二极管、第二二极管、第一开关管、第二开关管；
26.所述第一二极管的一端分别与所述第二二极管的一端、以及所述待充电负载的一端连接，所述第一二极管的另一端分别与所述第三电容的另一端、以及所述第一开关管的第一端连接；
27.所述第一开关管的第二端分别与所述第二开关管的第二端、以及所述待充电负载的另一端连接；
28.所述第二开关管的第一端分别与所述第二二极管的另一端、所述接收线圈的另一端连接；
29.所述第一开关管的第三端与所述第二开关管的第三端均与所述控制装置连接，以接入所述脉冲密度调制控制波，并由所述脉冲密度调制控制波控制所述第一开关管、及所述第二开关管的通断状态。
30.可选地，所述系统还包括：滤波电容；
31.所述滤波电容的一端分别与所述第一二极管的一端、所述第二二极管的一端、以及所述待充电负载的一端连接，所述滤波电容的另一端分别与所述第一开关管的第二端、所述第二开关管的第二端、以及所述待充电负载的另一端连接；
32.所述滤波电容用于对所述半有源整流器的输出端输出的所述直流电压进行滤波，得到滤波后的直流电压，并将所述滤波后的直流电压输送至待充电负载。
33.可选地，所述全桥电压源逆变器包括：第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管；
34.所述第三开关管的第一端、所述第四开关管的第一端均用于接入所述直流电压源的正极，所述第三开关管的第二端分别与所述第五开关管的第一端、以及所述第一电感的一端连接；
35.所述第四开关管的第二端分别与所述第六开关管的第一端、以及所述第一电容的另一端连接；
36.所述第五开关管的第二端、以及所述第六开关管的第二端均用于接入所述直流电压源的负极；
37.所述第三开关管的第三端及所述第六开关管的第三端均用于接入第一开关序列波形，所述第四开关管的第三端及所述第五开关管的第三端均用于接入第二开关序列波形，所述第三开关管、所述第四开关管、所述第五开关管以及所述第六开关管用于在所述第一开关序列波形与所述第二开关序列波形的控制下，对所述直流电压源进行高频转换，得到高频交流电压。
38.可选地，所述初级侧的谐振补偿电路与所述次级侧的谐振补偿电路组成具有电感电容电容-串联(inductor-capacitor-capacitor-series，简称lcc-s)补偿拓扑的松散耦合变压器。
39.可选地，当所述初级侧的谐振补偿电路与所述次级侧的谐振补偿电路组成具有电感电容电容-串联lcc-s补偿拓扑的松散耦合变压器的t等效模型中的谐振频率满足条件时，所述次级侧的谐振补偿电路的输出电流为
40.其中，ωr为谐振频率，lm为互感，l
lp
为原边漏电感，c
p1”为第一电容c
p1
分成的两个并联电容器之一，c
p2
为第二电容，is为输出交流电流is的基波分量的相量，g
m,ipt
为跨导，v
p
为输入交流电压v
p
的基波分量的相量。
41.可选地，当所述松散耦合变压器中的输入交流电压和输入交流电流之间的相位角大于或等于最小相位角时，则所述全桥电压源逆变器工作在零电压开关特性条件下，其中，所述最小相位角通过公式计算得到；
42.其中，fr为谐振频率，c
oss,u
和c
oss,l
分别为第三开关管与第六开关管的寄生输出电容；vin为第三开关管与第六开关管接入的直流电压源，i
p,rms
为i
p
的均方根值。
43.可选地，所述半有源整流器还用于通过所述半有源整流器的控制因子调节等效交流负载。
44.可选地，所述发射线圈与所述接收线圈的匝数比为1:1。
45.可选地，所述脉冲密度调制控制波是由所述控制装置根据所述待充电负载的实际输出功率与额定功率之间的比值产生。
46.可选地，所述控制装置包括：传感器电路、微控制器单元以及过零检测器；
47.其中，所述传感器电路的输出端与所述微控制器单元的第一输入端连接，所述传感器电路用于采集输出电流和输出电压，并将采集到的所述输出电流和所述输出电压输出
至所述微控制器单元；
48.所述过零检测器的输出端与所述微控制器单元的第二输入端连接，所述过零检测器用于获取所述次级侧的谐振补偿电路的输出交流电流，并根据所述输出交流电流生成时钟信号，将所述时钟信号输出至所述微控制器单元；
49.所述微控制器单元的输出端与所述半有源整流器的第二输入端连接，所述微控制器单元用于根据所述输出电流、所述输出电压以及所述时钟信号，生成所述脉冲密度调制控制波，并将所述脉冲密度调制控制波输出至所述半有源整流器中的第一开关管和第二开关管，以使得所述第一开关管和所述第二开关管在所述脉冲密度调制控制波的控制下，对所述补偿后的高频交流电压进行整流，得到直流电压。
50.可选地，所述微控制器单元包括：乘法器、除法器、比例积分控制器以及调制器；
51.所述传感器电路的输出端与所述乘法器的输入端连接，所述乘法器的输出端与所述除法器的输入端连接，所述乘法器用于接收由所述传感器电路采集到的所述输出电流和所述输出电压，并根据所述输出电流和所述输出电压，计算得到当前输出功率，并将所述当前输出功率传输至所述除法器；
52.所述除法器的输出端与所述比例积分控制器的输入端连接，所述除法器用于根据所述当前输出功率与预设的参考额定输出功率，计算得到第一系数，并将所述第一系数传输至所述比例积分控制器；
53.所述比例积分控制器的输出端与所述调制器的第一输入端连接，所述比例积分控制器用于对所述第一系数进行校正，得到控制因子，并将所述控制因子传输至所述调制器；
54.所述调制器的第二输入端与所述过零检测器的输出端连接，所述调制器用于接收由所述过零检测器输出端输出的时钟信号，并根据所述时钟信号与所述控制因子生成所述脉冲密度调制控制波。
55.本技术的有益效果是：
56.本技术实施例提供一种恒功率无线充电系统，本技术主要是通过在初级侧的谐振补偿电路中引入额外的补偿模块和无线电力传输模块，以及通过在半有源整流器的第二输入端接入一个脉冲密度调制控制波；这样，即可使得初级侧的谐振补偿电路向无线充电接收装置输出的输出电流is与无线电力传输模块与次级侧的谐振补偿电路之间的互感m无关，使输出电流is的值可以通过调整补偿模块中各元器件的参数值来控制；以及在一个脉冲密度调制控制波周期t
pdm
内来调制初级侧的谐振补偿电路向无线充电接收装置输出的输出交流电压vs的占空比，进而来达到调节无线充电接收装置侧等效交流负载r
eq
的目的；进而使得无线充电发射装置向无线充电接收装置输出功率为恒功率，即本技术在不需要额外的dc-dc转换器、辅助scc电路或无线反馈通信电路等转换层的情况下，实现了无线恒功率充电，显着提高了系统效率并降低了系统复杂性和成本。
附图说明
57.为了更清楚地说明本技术实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本技术的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。
58.图1为现有技术中恒流充电与恒功率充电的充电曲线示意图；
59.图2为本技术实施例提供的一种恒功率无线充电系统的框架结构示意图；
60.图3为本技术实施例提供的恒功率无线充电系统的电路结构示意图一；
61.图4为本技术实施例提供的恒功率无线充电系统的电路结构示意图二；
62.图5为本技术实施例提供的全桥电压源逆变器的工作波形、第一开关序列波形以及第二开关序列波形的示意图；
63.图6为本技术实施例提供的具有lcc-s补偿拓扑的ipt转换器的t等效模型的示意图；
64.图7为本技术实施例提供的第一电感、等效交流负载和角度差之间的关系的示意图；
65.图8为本技术实施例提供的半有源整流器中第一开关管与第二开关管脉冲密度调制控制波的波形示意图；
66.图9为本技术实施例提供的lcc-s补偿拓扑的ipt转换器的m等效电路模型的示意图；
67.图10为本技术实施例提供的在各种控制因子α下，po/po,rated与η/ηoptimal对应不同电池内阻的曲线示意图；
68.图11为本技术实施例提供的在不同电池内阻rl对应的控制因子α和有与没有半有源整流器控制的情况下等效负载/最优等效负载的比值(req/req,opt)的示意图；
69.图12为本技术实施例提供的提出的控制装置的结构示意图；
70.图13为本技术实施例提供的恒功率充电器开始充电的波形示意图；
71.图14为本技术实施例提供的恒功率充电器充电中的波形示意图；
72.图15为本技术实施例提供的恒功率充电器充电结束时的波形示意图；
73.图16为本技术实施例提供的充电过程中dc至dc传输效率与输出功率的示意图；
74.图17为本技术实施例提供的输出电压与输出电流对应不同的负载r
l
的测量值的示意图；
75.图18为本技术实施例提供的对齐与错位情况下的工作电点的示意图；
76.图19为本技术实施例提供的在充电过程中在对齐与错位情况下测量得出的dc至dc传输效率和输出功率的示意图。
77.图标：100-功率无线充电系统；101-无线充电发射装置；102-无线充电接收装置；103-控制装置；104-全桥电压源逆变器；105-初级侧的谐振补偿电路；106-次级侧的谐振补偿电路；107-半有源整流器；108-补偿模块；109-无线电力传输模块。
具体实施方式
78.为使本技术实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本技术实施例中的附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，应当理解，本技术中附图仅起到说明和描述的目的，并不用于限定本技术的保护范围。另外，应当理解，示意性的附图并未按实物比例绘制。
79.另外，所描述的实施例仅仅是本技术一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本技术实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因
inverter，简称vsi)104、初级侧的谐振补偿电路105，无线充电接收装置102包括：次级侧的谐振补偿电路106、半有源整流器(semi-active rectifier，简称sar)107。
91.需要说明的是，需要将本技术提出的恒功率无线充电系统中初级侧的谐振补偿电路105与次级侧的谐振补偿电路106作为一个整体来考量，以推导出整个设计方案，且整个设计方案仅适用于lcc-s补偿拓扑。
92.在本实施例中，初级侧的谐振补偿电路105和无线充电接收装置中的半有源整流器107是本技术的核心模块。
93.继续参考图2所示，初级侧的谐振补偿电路105包括：补偿模块108以及无线电力传输模块109。其中，可以通过补偿模块108对无线电力传输模块109引起的无功功率进行补偿，以及通过无线电力传输模块109对补偿后的交流形式电能进行无线传输。
94.恒功率无线充电系统100的电力由直流电压源vin提供，即全桥电压源逆变器104的输入端用于接入直流电压源vin，全桥电压源逆变器104以固定频率工作，可以通过全桥电压源逆变器104将直流电压源vin转换为高频交流电压。
95.全桥电压源逆变器104的输出端与补偿模块108的输入端连接，补偿模块108的输出端与无线电力传输模块109的输入端连接，补偿模块108用于对全桥电压源逆变器104输出端输出的高频交流电压进行补偿以输出补偿后的高频交流电压，无线电力传输模块109用于对补偿后的高频交流电压进行无线传输，即通过无线电力传输模块109与次级侧的谐振补偿电路106补偿后的高频交流电传输到无线充电接收装置102侧。
96.无线电力传输模块109的输出端与次级侧的谐振补偿电路106之间电磁连接，次级侧的谐振补偿电路106用于接收补偿后的高频交流电压。
97.同时，次级侧的谐振补偿电路106的输出端与半有源整流器107的第一输入端连接，半有源整流器107的第二输入端与控制装置103连接，控制装置103用于向半有源整流器107输出脉冲密度调制控制波(pulse density modulation，简称pdm)，半有源整流器107用于在脉冲密度调制控制波pdm的控制下，对补偿后的高频交流电进行整流，得到直流电压，由半有源整流器107的输出端将直流电压输送至待充电负载。
98.示例性地，例如，待充电负载可以是指电动汽车上的电池。
99.如下将对恒功率无线充电系统的工作原理进行介绍。
100.应理解，恒功率无线充电系统100中无线充电发射装置101向无线充电接收装置输出功率为po＝i
s2
*r
eq
，其中，is为初级侧的谐振补偿电路105向无线充电接收装置102输出的输出电流is，r
eq
为无线充电接收装置102侧的等效交流负载。若需要输出功率po为一个恒定值，则需要保持输出电流is、及r
eq
均为一个恒定值。
101.继续参考图2所示，在本实施例中，通过在初级侧的谐振补偿电路105中引入额外的补偿模块108和无线电力传输模块109，可以通过补偿模块108对初级侧的谐振补偿电路105引起的无功功率进行补偿，以及通过无线电力传输模块109对补偿后的交流形式电能进行无线传输。这样，使得初级侧的谐振补偿电路105向无线充电接收装置102输出的输出电流is与无线电力传输模块109与次级侧的谐振补偿电路106之间的互感m无关，并且输出电流is的值还可以通过调整补偿模块108中各元器件的参数值来控制，即通过补偿模块108中各元器件的参数值可以配置不同的输出电流is，这适用于基于相同lct/线圈和平台开发不同输出规格的产品等场景。
102.同时，在本实施例中，通过在半有源整流器107的第二输入端接入一个脉冲密度调制控制波，并由脉冲密度调制控制波来对半有源整流器107的整流过程进行控制，以在一个脉冲密度调制控制波周期t
pdm
内来调制初级侧的谐振补偿电路105向无线充电接收装置102输出的输出交流电压vs的占空比，进而来达到调节无线充电接收装置102侧等效交流负载r
eq
的目的，即可以使等效交流负载req始终保持为一个恒定值。
103.因此，本技术所提出的恒功率无线充电系统，在不需要额外的dc-dc转换器、辅助scc电路或无线反馈通信电路的情况下，实现了无线恒功率充电，显着提高了系统效率并降低了系统复杂性和成本。
104.综上所述，本技术实施例提供一种恒功率无线充电系统，在本方案中，主要是通过在初级侧的谐振补偿电路中引入额外的补偿模块和无线电力传输模块，以及通过在半有源整流器的第二输入端接入一个脉冲密度调制控制波；这样，即可使得初级侧的谐振补偿电路向无线充电接收装置输出的输出电流is与无线电力传输模块与次级侧的谐振补偿电路之间的互感m无关，使输出电流is的值可以通过调整补偿模块中各元器件的参数值来控制；以及在一个脉冲密度调制控制波周期t
pdm
内来调制初级侧的谐振补偿电路向无线充电接收装置输出的输出交流电压vs的占空比，进而来达到调节无线充电接收装置侧等效交流负载r
eq
的目的；进而使得无线充电发射装置向无线充电接收装置输出功率为恒功率，即本技术在不需要额外的dc-dc转换器、辅助scc电路或无线反馈通信电路等转换层的情况下，实现了无线恒功率充电，显着提高了系统效率并降低了系统复杂性和成本。
105.将通过如下实施例，具体对图2中恒功率无线充电系统中各模块的电路结构进行展开说明。
106.可选地，参考图3所示，补偿模块108包括：第一电感l
p1
、第一电容c
p1
、第二电容c
p2
。
107.第一电感l
p1
的一端与全桥电压源逆变器的输出端连接，第一电感l
p1
的另一端分别与第一电容c
p1
的一端、第二电容c
p2
的一端连接；
108.第一电容c
p1
的另一端分别与全桥电压源逆变器的输出端以及无线电力传输模块109的输入端连接；
109.第二电容c
p2
的另一端与无线电力传输模块109的输入端连接。
110.可选地，继续参考图3所示，无线电力传输模块包括：发射线圈l
p
；
111.发射线圈l
p
的一端与第二电容c
p2
的另一端连接，发射线圈l
p
的另一端与第一电容c
p1
的另一端连接；
112.发射线圈l
p
与次级侧的谐振补偿电路电磁连接。
113.可选地，继续参考图3所示，次级侧的谐振补偿电路106包括：第三电容cs、接收线圈ls；
114.接收线圈ls与发射线圈l
p
电磁连接；
115.可选地，发射线圈l
p
与接收线圈ls的匝数比为1:1，即由初级侧的谐振补偿电路与次级侧的谐振补偿电路组成具有lcc-s补偿拓扑的松散耦合变压器由对称线圈组成(即匝数比＝1:1，n＝1)，其中，发射线圈l
p
与接收线圈ls之间的互感为m，发射线圈l
p
与接收线圈ls的耦合条件可以由耦合系数表示。
116.需要注意的是，图3中示出了发射线圈l
p
的电阻r
p
和接收线圈ls的电阻rs，电阻r
p
与电阻rs是该松散耦合变压器的线圈损耗可以表示为两个分量。
117.继续参考图3所示，第三电容cs的一端与接收线圈ls的一端连接，第三电容的另一端与半有源整流器的第一输入端连接；
118.接收线圈ls的另一端与半有源整流器的第一输入端连接。
119.可选地，继续参考图3所示，半有源整流器包括：第一二极管d1、第二二极管d2、第一开关管s1、第二开关管s2；即半有源整流器由两个二极管d1和d2、以及两个mosfet开关s1和s2组成，其中两个mosfet开关s1和s2附带两个反向安置的二极管d3和d4。
120.第一二极管d1的一端分别与第二二极管d2的一端、以及待充电负载的一端连接，第一二极管d1的另一端分别与第三电容cs的另一端、以及第一开关管s1的第一端连接；
121.第一开关管s1的第二端分别与第二开关管s2的第二端、以及待充电负载的另一端连接；
122.第二开关管s2的第一端分别与述第二二极管d2的另一端、接收线圈ls的另一端连接；
123.第一开关管s1的第三端与第二开关管s2的第三端均与控制装置连接，以接入脉冲密度调制控制波，并由脉冲密度调制控制波控制第一开关管s1、及第二开关管s2的通断状态。
124.可选地，参考图4所示，为了对半有源整流器输出端输出的直流电进行滤波处理，该恒功率无线充电系统100还包括：滤波电容cf；
125.滤波电容cf的一端分别与第一二极管d1的一端、第二二极管d2的一端、以及待充电负载的一端连接，滤波电容cf的另一端分别与第一开关管s1的第二端、第二开关管s2的第二端、以及待充电负载r
l
的另一端连接；其中，r
l
为待充电负载可以充当电池。
126.滤波电容cf用于对半有源整流器的输出端输出的直流电进行滤波，得到滤波后的直流电压，并将滤波后的直流电压输送至待充电负载r
l
。
127.将通过如下实施例中，对图2中全桥电压源逆变器的电路结构进行展开说明。
128.可选地，继续参考图3或图4所示，全桥电压源逆变器包括：第三开关管s3、第四开关管s4、第五开关管s5以及第六开关管s6；即全桥电压源逆变器是由四个mosfet开关s3至s6组成的全桥vsi，以通过这四个mosfet开关将直流电压源转换为高频交流形式。
129.其中，第三开关管s3的第一端与第四开关管s4的第一端均用于接入直流电压源的正极vin ，第三开关管s3的第二端分别与第五开关管s5的第一端以及第一电感l
p1
的一端连接；
130.第四开关管s4的第二端分别与第六开关管s6的第一端以及第一电容c
p1
的另一端连接；
131.第五开关管s5的第二端以及第六开关管s6的第二端均用于接入直流电压源的负极vin-。
132.图5为全桥电压源逆变器的工作波形、第一开关序列波形与第二开关序列波形示意图，参考图5所示，第三开关管s3的第三端及第六开关管s6的第三端均用于接入第一开关序列波形，第四开关管s4的第三端及第五开关管s5的第三端均用于接入第二开关序列波形，第三开关管s3、第四开关管s4、第五开关管s5以及第六开关管s6用于在第一开关序列波形与第二开关序列波形的控制下，对直流电压源进行高频转换，得到高频交流电压。
133.如下将结合上述图2-图4所示的恒功率无线充电系统的电路结构，对本技术提供
的恒功率无线充电系统的工作原理进行介绍。
134.首先，对恒功率无线充电系统的电路结构中各参数含义进行说明。在该无线电力传输过程中，v
p
和i
p
分别表示输入交流电压和输入交流电流，vs和is分别表示输出交流电压和输出交流电流，vo和io分别表示电池的直流充电电压和直流充电电流。
135.由于与lcc-sipt转换器的工作周期相比，电池充电是一个缓慢的过程，因此，电池可以建模为电阻器r
l
，其中r
l
＝vo/io。
136.如下将具体对本技术提供的恒功率无线充电系统所具有的几个优势进行说明，其中，(1)无线充电发射装置中初级侧的谐振补偿电路输出端输出的输出电流is与负载无关；(2)通过改变初级侧的谐振补偿电路中第一电感l
p1
、第一电容c
p1
而不改变初级侧的谐振补偿电路中发射线圈l
p
的就能改变输出能力的特性；(3)可以获得零电压开关特性，达到降低系统功耗的目的。
137.如下先对恒功率无线充电系统所具有的优势(1)-(2)进行说明。
138.为了阐明恒功率无线充电系统中各元器件参数设计过程，使用如图6所示的lcc-sipt转换器的t等效电路模型对恒功率无线充电系统进行分析。
139.图6为具有lcc-s补偿拓扑的ipt转换器的t等效模型示意图，通过假设图6中的谐振电路在谐振角频率ωr下工作，这种采用基波近似(fundamental harmonic approximation，简称fha)的等效电路模型足够准确，并且可以简化分析过程。其中，第一电容c
p1
被分成两个并联电容器c
p1'
和c
p1”，此外半有源整流器以及待充电负载r
l
可以建模为等效电阻r
eq
。
140.其中，变量v
p
、i
p
、vs和is分别是v
p
、i
p
、vs、is的基波分量的相量，而i
lc
是在c
p1'
和c
p1”之间流动的电流的基波分量的相量。v
p
、vs、i
p
和is的均方根值分别为和和
141.在本实施例中，为了简化分析过程，忽略了lcc-s补偿元件的寄生电阻和线圈损耗。此外，该lcc-sipt转换器使用对称线圈，这使得从副边反映的组件值在t模型中保持不变。
142.松散耦合变压器lct在电路中被建模为三个元件，分别是原边漏电感l
lp
，副边漏电感l
ls
和互感lm，它们之间的关系可以表示为如下公式(1)-公式(2)：
143.lm＝n
·
m＝m
ꢀꢀ
(1)
144.l
p
＝l
lp
lm＝ls＝l
ls
lmꢀꢀ
(2)
145.其中，像lcc-s这样的高阶补偿运用于ipt转换器可以建模为几个谐振电路的组合，并且可以逐级导出独立于负载的传输特性。对于图6中的lc谐振电路，电感l
p1
和电容c
p1'
应满足如下公式(3)：
[0146][0147]
该lc谐振电路的跨导可以表示为如下公式(4)：
[0148]
[0149]
然后，lc谐振电路作为π型谐振电路的电流源i
lc
。其对应的电流增益可以表示为如下公式(5)：
[0150][0151]
若满足如下公式(6)所示的条件：
[0152][0153]
由于第二电容c
p2
设计为漏感l
lp
的谐振对，因此，电流增益g
ii
设定为单位数(g
ii
＝1)，这意味着整个lcc-sipt转换器的跨导可以表示为如下公式(7)：
[0154][0155]
因此，忽略线圈损耗和转换器损耗后，独立于负载的输出电流is由下公式(8)所示：
[0156][0157]
此外，与ss补偿拓扑不同，可以由公式(8)中得到，在这种lcc-s补偿拓扑中，输出电流is与互感m无关，并且is值可以通过调整第一电容l
p1
的值来控制。这表明恒功率无线充电系统可以在保持线圈设计不变的情况下，通过改变第一电感l
p1
和第一电容c
p1
来配置不同的输出电流is。这样，使得本技术提出的恒功率无线充电系统可以适用于基于相同lct/线圈和平台开发不同输出规格的产品等场景。
[0158]
其次，将对恒功率无线充电系统所具有的优势(3)进行说明。
[0159]
其中，全桥电压源逆变器104中各开关管的开关顺序和工作波形如图5所示。对于实现零电压开关特性(zero voltage switching characteristics，简称zvs)，其中，v
p
和i
p
之间的相位角θ应该满足一定量，使第三开关管s3和第六开关管s6的寄生输出电容c
oss
(或第四开关管s4&第五开关管s5)在mosfet导通之前充分充电/放电，其最小值如公式(9)所示：
[0160][0161]
其中，fr是电路的谐振频率，c
oss,u
和c
oss,l
分别表示s3&s6(或s4&s5)的寄生输出电容，其中假设开关管s3到s6均采用相同的型号(即c
oss,u
＝c
oss,l
)，即c
oss,u
和c
oss,l
在本文中是相同的(即c
oss,u
＝c
oss,l
＝c
oss
)。
[0162]
结合公式(9)和v
p,rms
和i
p,rms
的表达式，θ
min
可以进一步推导出为如下公式(10)所示：
[0163]
θ
min
＝arccos(1-π2fr|z
in
|c
oss
)
ꢀꢀ
(10)
[0164]
这与输入阻抗|z
in
|有关。此外，相位角θ由负载条件(即输入阻抗z
in
)确定。为了计算输入阻抗z
in
，首先原边的漏感l
ls
应由第三电容cs补偿，及如下公式(11)所示：
[0165][0166]
然后，基于上述对恒功率无线充电系统的t等效电路的分析，输入阻抗可以计算表示为如下公式(12)所示：
[0167][0168]
即，可以得到输入阻抗是感性的。因此，其输入相位角可以推导出为如下公式(13)所示：
[0169][0170]
其中，公式(13)表示输入相位角θ与第一电感l
p1
和等效交流负载r
eq
相关。参考图7所示，图7是可视化后第一电感l
p1
、等效交流负载r
eq
和角度差δθ＝θ-θ
min
之间的关系，其中，δθ应高于零平面，以实现zvs条件，(假设c
oss
＝1000pf)，其表明零平面以上的点是可取的系统参数，以使θ》θ
min
并确保全桥电压源逆变器vsi处的零电压开关特性zvs。此外，由于等效交流负载r
eq
可以通过控制在副边的sar来调节为常数，以保持角度差δθ，这使得在整个充电过程中可以保证全桥电压源逆变器vsi在zpa条件下工作。
[0171]
如下将介绍如何利用恒功率无线充电系统中的半有源整流器sar进行等效交流负载r
eq
的调节，以及最优等效交流负载req,opt和cp充电的控制策略。
[0172]
(a)、半有源整流器sar进行等效交流负载的调节
[0173]
其中，半有源整流器sar由脉冲密度调制控制波所控制，图8为脉冲密度调制控制波的波形示意图，如图8所示，可以通过脉冲密度调制控制波来控制半有源整流器sar中的两个mosfet开关管s1和s2同时多次导通或关断，以在一个脉冲密度调制控制波周期t
pdm
内调制vs的占空比。
[0174]
与传统的脉冲调制宽度相比，这种方法无需额外的控制电路就可以始终满足零电压开关特性zvs条件，这是由于is和vs的零交叉点一致对齐。具体而言，t
pi
是mosfet开关管s1和s2工作在无源状态的时间段，t
ai
是mosfet开关管s1和s2工作在有源状态的时间段，其中i是脉冲密度调制控制波周期内[1，q]范围内的序列标号。总无源状态时间与一个脉冲密度调制控制波周期的时间之比，即为控制因子α，具体为如下公式(14)所示：
[0175][0176]
由于控制因子α影响半有源整流器sar的平均输出电压，具体可以表示为如下公式(15)所示：
[0177]vo,avg
＝vo·
α
ꢀꢀ
(15)
[0178]
然后，在一个脉冲密度调制控制波周期内的平均输出功率，具体可以表示为如下公式(16)所示：
[0179][0180]
结合公式(16)与is,rms的表达式，等效交流负载req可推导出为如下公式(17)所示：
[0181][0182]
即由公式(17)可以清楚地看出，通过控制半有源整流器sar的控制因子α可以调节等效交流负载r
eq
。
[0183]
(b)、传输效率最优的cp充电控制策略
[0184]
(1)最优传输效率的条件
[0185]
图9为具有lcc-s补偿拓扑的ipt的m等效模型，其中，图9(a)为副边反映前的模型，图9(b)为反映后的模型。对于传输效率分析，主要采用如图9所示的lcc-s ipt转换器的m等效电路模型进行简化分析，其中，考虑了线圈损耗，图9(a)为副边反映前的模型，图9(b)为反映后的模型。将基尔霍夫电压定律应用于该m模型，可得到如下公式(18)-(20)所示的关系式：
[0186][0187][0188][0189]
在本实施例中，由于总传输效率可以看成是各阶段传输效率的乘积。因此，从副边开始，其传输效率可以表示为如下公式(21)所示：
[0190][0191]
为了计算原边的传输效率，首先，从属电压源-jωmis可以替换为等效阻抗zrcv，它是从副边反射到原边的等效阻抗，即如公式(22)所示：
[0192][0193]
结合公式(20)和(22)，z rcv可以进一步推导出为如下公式(23)所示：
[0194][0195]
则，可以得到原边的传输效率为如下公式(24)所示：
[0196]
[0197]
因此，整体传输效率为如下公式(25)所示：
[0198][0199]
通过对公式(25)分析，可知传输效率会受到等效交流负载req的影响。因此，在最优等效交流负载req,opt下，总传输效率才能最大化，其中最优等效交流负载req,opt可以通过计算得到。计算得出最优等效交流负载为如下公式(26)所示：
[0200][0201]
(2)、额定输出功率设计及恒功率输出控制策略
[0202]
如上述实施例所述，所提出的基于lcc-sipt的无线充电器具有独立于负载的输出电流，并且半有源整流器sar可以调节等效交流负载req。为保证恒功率无线充电系统在提供最佳传输效率的同时提供恒功率输出，恒功率无线充电系统应设计为在整个充电过程中，在最佳等效交流负载req,opt下输出恒功率。
[0203]
由于最优等效交流负载req,opt是由lct的固有特性决定的，通过半有源整流器sar的调制可以将等效交流负载req保持在其最优值，额定输出功率可以通过设计独立于负载的输出电流来确定，本实施例将平均输出功率设计为接近额定输出功率，其表达式为如下公式(27)所示：
[0204][0205]
图10为在各种控制因子α(α＝1,α＝0.9375,α＝0.8750)下，po/po,rated与η/ηoptimal对应不同电池内阻r
l
的曲线图，如图10所示，当比率等于1且始终保持为1时(po＝po,rated＝constant)，所提出的充电器仅通过应用基于pdm的sar控制即可同时实现cp输出和最佳传输效率。此外，由于等效交流负载req调节后的值只能大于调节前的值，为确保系统在整个充电过程中以最优的传输效率运行，应将充电器的最小等效交流负载设定为最优等效交流负载。等效交流负载req范围可表示为如下公式(28)所示：
[0206][0207]
图11为不同电池内阻r
l
对应的控制因子α和有与没有sar控制的情况下req/req,opt的比值的示意图，图11显示了为保持最佳等效交流负载req,opt，在不同电池内阻r
l
下对应的控制因子α的单调递减曲线。虚线与单调递增曲线分别显示了有和没有sar控制的情况下req/req,opt的值。该曲线直观地显示了不同状态下等效交流负载调节控制策略的工作点。
[0208]
根据上述分析，提出了一种基于lcc-s的用于实现无线cp充电和最佳传输效率的ipt转换器的控制方案，其控制图如图12所示。
[0209]
可选地，上述图1中的控制装置包括：传感器电路、微控制器单元以及过零检测器。
[0210]
其中，传感器电路的输出端与微控制器单元的第一输入端连接，传感器电路用于采集输出电流和输出电压，并将采集到的输出电流和输出电压输出至微控制器单元；
[0211]
过零检测器的输出端与微控制器单元的第二输入端连接，过零检测器用于获取次级侧的谐振补偿电路的输出交流电流，并根据输出交流电流生成时钟信号，将时钟信号输出至微控制器单元；
[0212]
微控制器单元的输出端与半有源整流器的第二输入端连接，微控制器单元用于根据输出电流、输出电压以及时钟信号，生成脉冲密度调制控制波，并将脉冲密度调制控制波输出至半有源整流器中的第一开关管和第二开关管，以使得第一开关管和第二开关管在脉冲密度调制控制波的控制下，对补偿后的高频交流电压进行整流，得到直流电压。
[0213]
可选地，微控制器单元包括：乘法器、除法器、比例积分控制器以及调制器；
[0214]
传感器电路的输出端与乘法器的输入端连接，乘法器的输出端与除法器的输入端连接，乘法器用于接收由传感器电路采集到的输出电流和输出电压，并根据输出电流和输出电压，计算得到当前输出功率，并将当前输出功率传输至除法器；
[0215]
除法器的输出端与比例积分控制器的输入端连接，除法器用于根据当前输出功率与预设的参考额定输出功率，计算得到第一系数，并将第一系数传输至比例积分控制器；
[0216]
比例积分控制器的输出端与调制器的第一输入端连接，比例积分控制器用于对第一系数进行校正，得到控制因子，并将控制因子传输至调制器；
[0217]
调制器的第二输入端与过零检测器的输出端连接，调制器用于接收由过零检测器输出端输出的时钟信号，并根据时钟信号与控制因子生成脉冲密度调制控制波。
[0218]
在本实施例中，首先，传感器电路感知充电信息，即通过传感器电路采集输出电压vo和输出电流io，并将它们输入到微控制器单元(mcu)。然后，使用乘法器计算检测到的当前输出功率po，将po除以其参考额定输出功率po,rated得到第一系数β，其关系式为如下公式(29)所示：
[0219][0220]
比例积分(proportional integral，简称pi)控制器用于通过最终将第一系数β校正到接近1来接近所需的控制因子α。最后，通过将控制因子α输入到sigma-delta(σδ)调制器中，mcu生成pdm序列来控制开关管s1和s2。
[0221]
此外，pdm周期t
pdm
应事先设置，以确定控制因子α的精度。使用副边电流is作为输入的过零检测器可以生成时钟信号，用于同步功率信号(即，vs和is)和控制信号。采用图12中的控制方案，所提出的无线恒功率充电器只需要在副边进行数据采集和调制，即可实现直接安全的输出调节，这表明可以消除原边和副边之间的通信。
[0222]
此外，为了验证所提出的恒功率无线充电系统的有效性和可行性，对恒功率无线充电系统进行试验测试，其中，如下表1为恒功率无线充电系统中各元器件的参数。本次试验所使用的直流电源为kikusui pwx1500h。
[0223]
表1恒功率无线充电系统中各元器件的参数
[0224][0225]
从额定输出功率和电池充电电压的范围来看，在74～109v这个电压范围内模拟电池充电的等效直流负载范围在42～91ω左右。因此，应用电子负载(itechit6833a)来模拟具有不同充电状态的电池组。使用了yokogawadl850e示波器捕获实验电压和电流的波形，并使用yokogawapx8000精密功率示波器测量直流输入功率和直流输出功率。
[0226]
在本次试验中，分别在对齐条件下、以及错位情况下，对恒功率无线充电系统进行测试。
[0227]
(1)对齐条件下的实验结果
[0228]
首先在对齐条件下进行测试。图13为恒功率充电器开始充电的波形示意图，图14为恒功率充电器充电中的波形示意图，图15为恒功率充电器充电结束时的波形示意图。
[0229]
其中，恒功率充电过程开始、中间和结束时的交流输入电压v
p
和电流i
p
、和交流输出电压vs和电流is的波形如图13-图15所示，其中对应的直流输出功率曲线位于每张波形图的最下面，其表示系统可以按预期输出恒定功率。
[0230]
如图13放大的工作波形v
p
和i
p
所示，原边电压v
p
和电流i
p
之间的相位角在20
°
左右，满足大约7
°
的以实现全桥电压源逆变器vsi中开关的零电压开关特性zvs的最小所需相位角。然后，从图14中放大的工作波形vs和is以得出，vs和is同相，电压vs曲线上没有出现大的电压尖峰现象，这表现出sar固有的zvs特性。此外，一个值得一提的现象是，电流纹波问题会随着控制因子α的减小而变得显着，这可以通过本文图14和图15中的直流输出功率曲线得到反映和验证。叠加交流频率的直流充电电流不会加速锂离子电池的退化。因此，就电池寿命而言，电流纹波对于锂离子电池充电来说是一个可以容忍的问题。
[0231]
图16为充电过程中dc至dc传输效率η与输出功率po的示意图，如图16所示，测得的输出功率点对应不同的电池内阻r
l
以星号标记(即“*”)的曲线显示。显然，在整个恒功率充电过程中，输出功率大致保持在132.5w。此外，在实现恒定输出功率po的同时，整个充电过
程可以保持dc至dc传输效率在87％到90.25％的范围内，这验证了所提出的恒功率充电器及其控制方案可以同时实现恒定输出功率和最大化传输效率。此外，该图的下半部分展示了在α＝1的条件下测得的dc至dc传输效率η与不同r
l
之间的关系曲线，其最佳点用菱形(即
“◇”
)标记，这意味着恒功率充电系统在最佳效率点开始充电，上述实施例节中的分析一致。此外，值得注意的是，随着控制因子α的降低，传输效率η略有下降，这可能是由于半有源整流器中的mosfet开关管s1和s2在有源状态下工作的总时间增加，导致其消耗的功耗增高。
[0232]
图17为充电过程中输出电压vo与输出电流io对应不同的负载r
l
的测量值的示意图，图17表明，在充电过程中，直流输出电流io随着直流输出电压vo的升高而减小，这与恒功率充电曲线一致。图18为对齐与错位情况下的工作电点的示意图，针对不同电池内阻req，维持恒功率输出的控制因子α如图18所示，其表示为一条由圆形标记(即
“○”
)的单调递减曲线。随着充电过程推进，sar的控制因子α减小。通过将r
l
从42ω增加到92ω，控制因子α从1变化到0.75。与图11所示的仿真结果比较，虽然实验结果有一定的偏差，但它们的趋势几乎是一致的。此外，半有源整流器sar根据实际输出功率po与参考输出功率po,rated的近似程度进行调节，这表明控制策略可以固有地处理这种轻微的偏差。
[0233]
(2)错位情况下的实验结果
[0234]
由于无线充电定位误差，错位会导致漏感增加。经过针对性设计的lct可以减轻和最小化这种对耦合系数k变化的影响。此外，由于cp输出可以通过等效的交流负载调节来实现，因此所提出的充电系统仍然可以在合理的错位范围内提供恒定的输出功率。
[0235]
图19为充电过程中在对齐与错位情况下测量得出的dc至dc传输效率η和输出功率po的示意图，为了验证这一点，在未对准条件(k＝0.571)和对准条件(k＝0.615)下进行了测试，具体参考如图19所示。此外，其控制因子的相应变化如图18所示，以星号标记(即“*”)的曲线显示。在整个充电过程中，错位情况下的输出功率po可以保持与对齐情况下的几乎相同，约为133.1w，而充电系统仍达到其最佳传输效率，验证了即使在错位条件下，所提出的恒功率充电器的有效性和可行性。传输效率η的轻微下降可能主要是由于错位导致的k的减小，以及相较于对齐情况，获得最佳等效交流负载req,opt需要更小控制因子α。
[0236]
综上所述，本技术提出了一种基于lcc-s的单级ipt转换器，用于实现无线恒功率充电和整个充电过程中的最佳传输效率。为了同时达到恒功率输出和效率优化两个目标，采用了一种基于脉冲密度调制控制波的无需通信的半有源整流器sar调节，仅在副边调整单个控制因子。与现有技术相比，ipt转换器采用lcc-s补偿使独立于负载的输出特性与互感无关，为系统参数设计提供了自由度，。所提出的无线恒功率充电器不需要额外的dc-dc转换器或辅助scc电路，也不需要无线反馈通信电路，节省了成本和降低了控制复杂性。此外，该方案在全桥逆变器和半有源整流器sar中同时实现了零电压开关特性zvs。
[0237]
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而巳，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。