N+1冗余的分布式供电架构的电源电路的制作方法

n 1冗余的分布式供电架构的电源电路
技术领域
1.本发明属于电源电路技术领域，具体涉及一种n 1冗余的分布式供电架构的电源电路。


背景技术：

2.现有的电源电路通常采用全桥整流电路、半桥整流电路、有源钳位正激电路等单级的拓扑电路方案。作为示例，图1显示了一种现有的采用全桥变换的电路和次级输出带体积庞大的功率电感l的电源电路，包括2个桥臂功率开关mos管、隔直电容、变压器t组成初级功率回路。变压器次级两绕组中抽作为输出的正端与输出滤波电容连接。变压器次级绕组另两端分别连接次级同步整流mos管，然后连接输出滤波电感。滤波电感一端再经输出滤波电容滤波后输出。
3.图1的电路中，当脉冲性负载工作时，输入电源存在较大的脉动电流时，根据负载大电流脉冲特性，折算到输入电流会存在很大的波动，需要利用输入滤波器对母线电流脉动进行抑制，但是由于负载脉动频率一般都是低频，所以滤波器体积会很大。
4.并且采用一级电源给后级的负载或负载组件供电，一旦有一个负载出现故障，会让整个电源系统掉电，导致整个系统都无法供电。并且，利用一级拓扑很难满足宽输入电压全范围高效率。


技术实现要素：

5.（一）要解决的技术问题本发明所要解决的技术问题之一是现有的电源电路的可靠性低，一个负载出现故障会影响整个电流系统的问题。
6.本发明另一解决的问题是大功率电源电路中，低频电流脉动造成的干扰的问题，以及如何降低emi滤波器体积的问题。
7.（二）技术方案为解决上述技术问题，本发明提出一种n 1冗余的分布式供电架构的电源电路，包括:第一级电路，为母线拓扑电路，由多个交错并联的同步整流模块构成；第二级电路，为lc谐振拓扑电路，其采用多个lc串联谐振拓扑模块并联使用，其与所述第一级电路串联，组成n 1冗余的分布式供电架构电路。
8.根据本发明的优选实施方式，所述同步整流模块是boost同步整流升压电路或buck同步整流降压电路。
9.根据本发明的优选实施方式，所述第二级电路包括多个并联的lc谐振电路。
10.根据本发明的优选实施方式，所述第一级电路闭环控制，所述第二级电路在空载的时候进行闭环稳压，在负载工作时进入开环模式。
11.根据本发明的优选实施方式，所述第二级电路包括全桥变换电路、变压器（t）和lc谐振电路，所述全桥变换电路和lc谐振电路分别连接至变压器（t）的初级和次级。
12.根据本发明的优选实施方式，所述全桥变换电路包括四个主功率开关（q3、q4、q5、q6）组成的两组上下桥臂功率开关电路和隔直电容（c1）。
13.根据本发明的优选实施方式，所述第二级电路包括半桥变换电路、变压器（t）和lc谐振电路，所述半桥变换电路和lc谐振电路分别连接至变压器（t）的初级和次级。
14.根据本发明的优选实施方式，所述半桥变换电路包括两个主功率开关（q3、q4）组成的上下功率开关桥臂电路、第一均压电容（c2）、第二均压电容（c3）和隔直电容（c1）。
15.根据本发明的优选实施方式，所述第二级电路包括有源箝位正激变换电路、变压器（t）和lc谐振电路，所述有源箝位正激变换电路和lc谐振电路分别连接至变压器的初级和次级。
16.根据本发明的优选实施方式，所述有源箝位正激变换电路包括主功率开关（q7）、钳位功率开关（q8）和钳位电容（c1），主功率开关（q7）、钳位功率开关（q8）依次串联，所述变压器（t）初级的输入正端连接至钳位电容（c1），输入负端连接至主功率开关（q7）、钳位功率开关（q8）之间的节点。
17.根据本发明的优选实施方式，所述lc谐振电路包括谐振电容器（c），所述谐振电容器（c）与所述变压器（t）的次级的漏感形成谐振。
18.根据本发明的优选实施方式，所述lc谐振电路还包括第一次级同步整流功率开关（q1）、第二次级同步整流功率开关（q2），所述第一次级同步整流功率开关（q1）和第二次级同步整流功率开关（q2）并联后连接到所述变压器（t）的次级的输出负端，所述谐振电容器（c）的一端连接至所述变压器（t）的次级输出正端，另一端连接至并联的所述第一次级同步整流功率开关（q1）和第二次级同步整流功率开关（q2）。
19.根据本发明的优选实施方式，所述lc谐振电路还包括第一次级同步整流功率开关（q1）、第二次级同步整流功率开关（q2），所述第一次级同步整流功率开关（q1）和第二次级同步整流功率开关（q2）并联后连接到所述变压器（t）的次级的输出正端，所述谐振电容器（c）一端连接至所述变压器（t）的次级输出负端，另一端连接至并联的所述第一次级同步整流功率开关（q1）和第二次级同步整流功率开关（q2）。
20.（三）有益效果本发明采用所述n 1冗余的分布式供电系统架构的电源电路，当第二级的脉冲性负载工作时，从第一级电路输入的电流脉动干扰大幅减小，在输入端通过采用小体积滤波器，可以有效抑制第一级输入电源的电流脉动干扰，大幅减小输入滤波器的体积尺寸。
21.本发明的由多个并联的lc串联谐振拓扑模块，与第一级母线拓扑电路串联，组成n 1冗余的分布式供电架构电路系统，提高大功率电源供电架构的可靠性。避免了其中一个负载组件出现故障，会让整个电源系统掉电，导致整个系统都无法工作的情况。
附图说明
22.图1是现有的一种基于全桥变换的电源电路。
23.图2是本发明的n 1冗余的分布式供电架构的电源电路的结构框图。
24.图3是本发明的n 1冗余的分布式供电架构的电源电路的了第一实施例的电路图。
25.图4a、图4b和图4c是以第一级以boost及其多项交错为例，第二级以正激有源钳位lc谐振电路为例组成的n 1冗余分布式供电电源电路的信号控制电路的框图。图4a是第一
级母线拓扑电路的信号控制电路，图4b是第二级lc谐振拓扑电路的信号控制电路，图4c是两级拓扑电路控制部分。
26.图5是本发明的n 1冗余的分布式供电架构的电源电路的了第二实施例的电路图。
27.图6a和图6b是本发明的第二级电路的第一实施例的电路结构图。
28.图7a和图7b是本发明的第二级电路的第二实施例的电路结构图。
29.图8a和图8b是本发明的第二级电路的第三实施例的电路结构图。
30.图9是本发明的lc谐振电路的一个实施例的电路结构图。
31.图10是本发明的lc谐振电路的另一个实施例的电路结构图。
具体实施方式
32.为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明作进一步的详细说明。
33.图2是本发明的n 1冗余的分布式供电架构的电源电路的结构框图。如图2所示，本发明的电源电路包括第一级电路和第二级电路，第一级电路由多个交错并联的同步整流模块构成，包括第一电路11、第二电路12、
……
、第n电路1n，各电路输出vpout母线电压。vpout作为第二级电路的输入电压。第二级电路包括多个lc谐振模块21、22、
……
、2n，与第一级同步整流模块串联。
34.本发明中的交错并联是指多条支路并联运行，其控制信号为频率相同，相位相差360
°
/n的多个pwm信号，使各支路交错相通。以两相交错并联 boost电路为例，两条支路并联运行，其控制信号为频率相同，相位相差180
°
的两个pwm信号，使两支路交错相通。
35.以四相交错并联 boost电路为例，四条支路并联运行，其控制信号为频率相同，相位相差90
°
的四个pwm信号，使四支路交错相通。
36.采用交错并联技术可提高变换器功率容量和可靠性，减小开关管电流应力。
37.本发明中所谓的“n 1冗余”是指，第二级电路包括多个lc谐振模块21、22、
……
、2n，与第一级同步整流模块串联，协同均衡工作。当后端负载中的单个负载组件发生故障，或者并联的n 1冗余模块中，出现一个故障模块无输出，更换对应损坏负载组件或模块，不影响整个系统供电和正常运行。“n 1”表示运行分布式供电架构系统中，第二级电路lc串联谐振拓扑模块的数量，“1”表示如果系统的某个lc串联谐振拓扑模块发生故障，或者后端系统中某个负载组件发生故障。则更换对应的损坏负载组件或模块，替换上相应备份器件和模块，整个供电系统中，“n 1”个二级模块，协同均衡工作，相互冗余，其中一个故障，其它模块协同增加仅仅1/n负载功率，负载突变相对较小，分布式供电架构系统中其他模块继续工作，系统可靠性大大提高。所述n 1冗余的分布式供电系统架构的电源电路，效率更高，通过母线拓扑与后一级lc谐振电路进行串联，结合负载特性对第二级电路进行空载闭环和带载开环的控制方式，使其满载时50%占空比工作。
38.通过第一级输出的稳定的中间母线电压vpout，单级效率可以做到96~98%，第二级的开环模块，主功率变压器可以通常按照2：1，3：1，4：1，5：1等整数匝比设计，变压器效率可以得到提高。同时实现变压器初级功率器件的zvs开通，zcs关断，变压器次级的功率器件实现zcs关断，且上述功率器件可以采用低耐压器件，效率也能做到95%~97%。由此所述n 1冗余的分布式供电系统架构的电源电路，在全输入范围都可以获得很高的转换效率。
39.图3是本发明的基于分布式供电架构的电源电路的了第一实施例的电路图。如图3所示，本实施例的第二级为多个改进的lc谐振电路并联使用，组成n 1拓扑的分布式供电架构电路系统，实现两级高效电源电路。即：第一级采用boost同步整流升压及其多相交错并联boost拓扑，结合第二级电路采用多个并联的正激有源钳位lc谐振电路，组成n 1拓扑的分布式供电架构电路系统。
40.图4a、图4b和图4c是以第一级以boost及其多项交错为例，第二级以正激有源钳位lc谐振电路为例组成的n 1冗余分布式供电电源电路的信号控制电路的框图。图4a是第一级母线拓扑电路的信号控制电路，图4b是第二级lc谐振拓扑电路的信号控制电路，图4c是两级拓扑电路控制部分。
41.通过图4a~4c可以看到，第一级母线拓扑电路作为母线控制部分，通过将扩频调频控制器的各频率输出引脚sy1、sy2、
…
syn连接到各个pma控制器的外同步频率输入脚sy1、sy2、
…
syn，实现各个pma控制器控制的工作频率同频工作。然后各个pma控制器输出的驱动脚：vh1、vl1、vh2、vl2
…
vhn、vln通过与栅极驱动器原边连接，然后将隔离后的驱动信号，vgh1、vgl1、vgh2、vgl2
…
vghn、vgln分别驱动第一级功率电路中功率mos器件：q5、q6等的栅极，进行功率控制。
42.同时，第二级lc谐振模块的控制部分中，通过将各个pma控制器的外同步频率输入脚统一连接到外频率输入引脚sy1，使得第二级lc谐振模块的工作频率与第一级电路得工作频率相同。
43.第二级lc谐振模块的控制部分中，通过将各个pma控制器的驱动输出信号pwma1、pwma2、
…
、pwman通过与栅级驱动器原边连接，然后将隔离后的驱动信号，vgsh1、vgsl1、vgsh2、vgsl2
…
vgshn、vgsln分别驱动第二级功率电路中变压器初级功率mos器件：q3、q4的栅极，进行功率控制。根据次级输出电流大小，大电流输出时，pma控制器的驱动输出信号pwma1、pwma2、
…
、pwman驱动同步整流mos管：q1、q2等的栅极。
44.同时，第二级lc谐振模块的控制部分中，各个pma控制器分别对各自的模块输出电压vout1、vout2
…
、voutn通过分压电阻分压后，分别进行vout1_fb、vout2_fb
…
、voutn_fb进行采样。其他电流等采样电路限于篇幅没有画出。
45.如该实施例中，假如第一级多相交错并联拓扑母线电压vpout，输出总功率是1000w，第二级采用n个并联的lc串联谐振拓扑模块(vout1~voutn)构成，单个lc串联谐振拓扑模块vout的功率可设计为200w输出，分别并行连接5个lc串联谐振拓扑模块(vout1~vout5)在第一级电路的输出端，分别给5组相控阵供电。组成n 1的分布式供电架构电路系统。提高大功率电源供电架构的可靠性。
46.本发明所述n 1冗余的分布式供电系统架构的电源电路中关键控制ic简单介绍如下。
47.上述的pma控制器例如是rss3802qrh型抗辐射pwm控制器集成了固定频率、电压/电流控制模式的隔离型二次电源所需的控制、保护等功能，通过极少的外部元件可实现单端正激、单端反激、半桥、全桥等开关拓扑的pwm控制。片内集成了误差放大器、pwm比较器、高精度电压参考、死区时间控制单元、驱动电路、使能电路等pwm控制器所需功能模块。芯片可以针对不同的拓扑结构提供所需的同步整流驱动信号以提高开关电源的效率，同时集成了欠压、过流、过压/过温等保护功能以提高电源的可靠性。
48.上述的栅极驱动器例如是rsdr1010hrh 型抗辐射双通道隔离栅极驱动器，具有 2a 峰值源电流和 4a 峰值灌电流能力。该器件具有极小的传播延迟和脉宽失真度，可用于驱动高达 5mhz 的功率 mosfet、igbt 和 sic mosfet。芯片原次级提供功能绝缘，能够耐受 500vdc 工作电压，次级侧两路输出提供功能绝缘，可以耐受 500 vdc 工作电压。原次级的共模瞬态抗扰度（cmti）的可到 100v/ns。输出级可灵活配置为两个低边驱动、两个高边驱动或一个死区时间(dt)可控的半桥高低边驱动。两个通道均设有独立的关断引脚，关断引脚为高时关断输出；悬空或接地时允许正常输出。作为一种故障安全机制，原边侧逻辑错误会强制两个输出为低电平。该器件的 vddi/vdda/vddb 工作电压最高可达 15v。vddi 输入电压范围可达 4v~15v，适用于连接数字和模拟控制器，vdda/vddb 输入电压范围可达 7v~15v。供电电源引脚具有欠压锁定功能，低于最低工作电压，器件停止工作。
49.扩频调频控制器例如是rss5005crh型抗辐射加固扩频调频振荡器，是一款抗辐射加固 10 通道错相时钟发生器，可提供 2-，3-，4-，5-， 6-，8-，10-相的时钟输出，时钟输出精准错相。rss5005crh 采用 3.5v-15v 的单工作电源，时钟输出幅值为 0~vcc、50%占空比的方波。可使用阻值范围为 8k 到 120k 的电阻设定200khz 到1.5mhz 的时钟输出频率。rss5005crh 型扩频调频控制器可通过 mode 引脚设定其是否使用扩频调频功能，以改善系统的 emi 性能。
50.通过对多个并联的二级模块vout1、vout2
…
voutn（n为自然数）的电压等参数进行采样，使其二级模块在空载的时候，模块进行闭环稳压，防止负载没开始工作时，电源空载输出电压超过额定值。二级模块在带载工作时，模块进入开环模式。实现对多种改进的lc串联谐振拓扑的控制，以及对多个并联的改进型lc串联谐振拓扑电路模块的系统控制。
51.如该实施例中，第一级boost同步整流升压及其多相交错并联boost拓扑vpout，输出总功率是1000w，第二级采用n个并联的lc串联谐振拓扑模块(vout1~voutn)构成，单个lc串联谐振拓扑模块vout的功率可设计为200w输出，分别并行连接5个lc串联谐振拓扑模块(vout1~vout5)在第一级电路的输出端，分别给5组相控阵供电。图中n为自然数。
52.通过对多个并联的第二级电路vout1、vout2
…
voutn（n为自然数）的电压等参数进行采样，使其第二级电路在空载的时候，模块进行闭环稳压，防止负载没开始工作时，电源空载输出电压超过额定值。第二级带载工作时，模块进入开环模式。实现多种改进的lc串联谐振拓扑的控制，以及对多个并联的改进型lc串联谐振拓扑电路模块的控制。
53.图5是本发明的n 1冗余的分布式供电架构的电源电路的了第二实施例的电路图。如图5所示，该实施例中，第一级电路采用buck同步整流降压及其多相交错并联buck拓扑，结合第二级电路采用多个并联的正激有源钳位lc谐振电路，组成n 1冗余的分布式供电架构电路系统。以及实现两级高效电源电路的拓扑简图和系统控制框图。提高大功率电源供电架构的可靠性。
54.第一级buck同步整流降压及其多相交错并联buck拓扑vpout，输出总功率是1000w，第二级采用n个并联的lc串联谐振拓扑模块(vout1~voutn)构成，单个lc串联谐振拓扑模块vout的功率可设计为200w输出，分别并行连接个lc串联谐振拓扑模块(vout1~vout5)在第一级电路的输出端，分别给5组负载供电。实现电源电路的高可靠性和大功率应用场景。
55.n 1冗余的分布式供电架构的电源电路的第二实施例的控制电路与第一实施例相
同，在此不再赘述。
56.图6a和图6b是本发明的第二级电路的第一实施例的电路结构图。如图6a和图6b所示，该实施例是改进的全桥lc谐振电路的电路结构图。该lc谐振电路相比于现有全桥硬开关技术，去除了输出功率电感。
57.具体来说，该实施例中的第二级电路的第一主功率mos管q3、第二主功率mos管q4、第三主功率mos管q5、第四主功率mos管q6组成两组上下桥臂功率开关电路。此外第二级电路还包括隔直电容c1、主功率变压器t、第一次级同步整流功率mos管q1、第二次级同步整流功率mos管q2（小电流情况下可以用功率二极管d1、d2代替mos管q1、q2）和次级输出滤波电容c。
58.初级输入电压正极连接两个上桥臂的第一主功率mos管q3和第三主功率mos管q5的漏级，第一主功率mos管q3的源级和第二主功率mos管q4的漏极连接一起，即左桥臂中点，并连接到隔直电容c1的一端。第二主功率mos管q4的源极连接到负端。隔直电容c1的另一端连接到主变压器t初级绕组的一端。主变压器初级绕组的另一端连接到右桥臂中点，即与第三主功率mos管q5的源级和第四主功率mos管q6漏极连接到一起。第四主功率mos管q6的源级回到负端，形成变压器初级绕组功率回路。在左桥臂的上开关mos管（第一主功率mos管）q3和右桥臂的下开关mos管（第四主功率mos管）q6同时导通的半周期内，第三主功率mos管q5、第二主功率mos管q4关闭，将母线电压通过隔直电容c1加在变压器初级绕组两端，根据电磁感应，次级绕组产生相应电压，次级绕组通过与第一次级同步整流功率mos管q1、第二次级同步整流功率mos管q2（可以用功率二极管代替）和次级输出滤波电容c组成次级功率输出回路。下半周期，在左桥臂的下开关mos管（第二主功率mos管）q4和右桥臂的上开关mos管（第三主功率mos管）q5同时导通，第一主功率mos管q3、第四主功率mos管q6关闭，通过隔直电容c1，将母线电压反向加在变压器t初级绕组两端。变压器t次级绕组产生相应电压，次级绕组通过与第一次级同步整流功率mos管q1、第二次级同步整流功率mos管q2（可以用功率二极管代替）和次级输出滤波电容c组成次级功率输出回路。小电流或者效率要求不高的场合，可以用功率二极管d1、d2代替第一次级同步整流功率mos管q1和第二次级同步整流功率mos管q2。次级输出大电流情况下，可以采用多个功率mos管并联。同时，根据pcb铜箔实际走线，次级同步整流功率mos管和二极管可以放置在输出绕组的正端或者负端，形成图6a和图6b两种电路结构形式。
59.该实施例的lc谐振电路省去了现有的输出功率电感l，使变压器t次级的漏感与谐振电容器c形成谐振。同时，次级输出根据负载输出电流大小，可以并联更多功率器件和谐振电容。
60.图7a和图7b是本发明的第二级电路的第二实施例的电路结构图。如图7a和图7b所示，该实施例的第二级电路包括第一主功率mos管q3和第二主功率mos管q4组成上下功率开关桥臂电路、第一母线均压电容c2、第二母线均压电容c3、隔直电容c1、主功率变压器t、第一次级同步整流功率mos管q1、第二次级同步整流功率mos管q2（大电流情况下可以用功率二极管d1、d2代替mos管q1、q2）、次级输出滤波电容c。
61.第一母线均压电容c2、第二母线均压电容c3串联与输入母线电压并联，输入电压正极连接上桥臂的第一功率mos管q3的漏级，同时，第一功率mos管q3源级和第二功率mos管q4的漏极连接一起，第二功率mos管q4的源极连接到负端，形成功率开关桥臂。通过mos桥臂
中点与隔直电容c1的一端连接，隔直电容c1的另一端连接到主变压器初级绕组的一端。主变压器t的初级绕组的另一端连接到两个均压电容c2、c3的母线中点电压点，形成变压器初级绕组功率回路。在桥臂的上开关mos管（第一主功率mos管）q3导通的半周期内，第二主功率mos管q4关闭，将母线中点电压（vin/2）通过隔直电容c1加在变压器初级绕组两端，根据电磁感应，次级绕组产生相应电压，次级绕组通过与第一、第二次级同步整流功率mos管（可以用功率二极管代替）和次级输出滤波电容c组成次级功率输出回路。下半周期，在桥臂的下开关mos管（第二主功率mos管）q4导通，第一主功率mos管q3通过隔直电容c1，将母线中点电压（vin/2）反向加在变压器t初级绕组两端。次级绕组产生相应电压，次级绕组通过与次级同步整流功率mos管q（可以用功率二极管d代替）和次级输出滤波电容c组成次级功率输出回路。小电流或者效率要求不高的场合，可以用功率二极管代替第一、第二主功率mos管。次级输出大电流情况下，可以采用多个功率mos并联。同时，根据pcb铜箔实际走线，次级同步整流功率mos管和二极管可以放置在输出绕组的正端或者负端。形成两种电路结构形式，即图7a和图7b。
62.图8a和图8b是本发明的第二级电路的第三实施例的电路结构图。如图8a和图8b所示，该实施列的第二级电路包括第五主功率mos管q7、钳位功率mos管q8、钳位电容c1、主功率变压器t、第一次级同步整流功率mos管q1、第二次级同步整流功率mos管q2和次级输出滤波电容c（大电流情况下可并联多个次级同步整流功率mos）。
63.初级输入电压正极连接到主变压器t初级绕组的一端。主变压器t初级绕组另一端连接第五功率mos管q7的漏级，通过第五功率mos管q7的源极到负端，形成前级功率回路。同时由钳位电容c1与钳位功率mos管q8串联后，并联在主变压器初级绕组两端，对第五功率mos管q7关闭瞬间漏感引起尖峰电压进行钳位。次级绕组通过与第一、第二次级同步整流功率mos管q1、q2（可以用功率二极管d1、d2代替）和次级输出滤波电容c组成次级功率输出回路。在小电流或者效率要求不高的场合，可以用功率二极管代替次级同步整充功率mos管。次级输出大电流情况下，可以采用多个功率mos并联。同时，根据pcb铜箔实际走线，次级同步整流功率mos管和二极管可以放置在输出绕组的正端或者负端的两种电路结构形式，如图8a和图8b所示。
64.根据本发明的优选实施方式，主变压器t一端连接母线输入正级，另一端连接第五主功率mos管q7的漏级，通过第五主功率mos管q7的源极到负端，形成前级功率回路。同时由钳位电容c1与钳位功率mos管q8串联后，并联在主变压器t初级绕组两端。
65.图9是本发明的改进的lc谐振电路的一个实施例的电路结构图。如图9所示，该实施例将第一次级同步整流功率mos管q1和第二次级同步整流功率mos管q2并联后连接到变压器t的次级的输出负端，谐振电容器c一端连接至变压器t的次级输出正端，另一端连接至并联的第一次级同步整流功率mos管q1和第二次级同步整流功率mos管q2。
66.图10是本发明的改进的lc谐振电路的另一实施例的电路结构图。如图10所示，该实施例将第一次级同步整流功率mos管q1和第二次级同步整流功率mos管q2并联后连接到变压器t的次级的输出正端，谐振电容器c一端连接至变压器t的次级输出负端，另一端连接至并联的第一次级同步整流功率mos管q1和第二次级同步整流功率mos管q2。
67.以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在
本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。