一种基于波形捷变相位编码的慢时间MIMO雷达距离模糊抑制方法与流程

一种基于波形捷变相位编码的慢时间mimo雷达距离模糊抑制方法
技术领域
1.本发明涉及慢时间mimo雷达距离模糊抑制方法，属于雷达信号处理技术领域，特别涉及一种基于波形捷变相位编码的慢时间mimo雷达距离模糊抑制方法。


背景技术：

2.多输入多输出(mimo)雷达是从通信系统中的多输入多输出技术发展而来，并与数字阵列技术相结合而形成的新体制雷达。mimo雷达采用波形分集技术来获得更大的系统自由度，从而提高雷达的测角精度、最小可检测速度等探测性能。慢时间mimo雷达作为mimo雷达的一种，采用多普勒频分复用(ddma)波形，通过对各通道的慢时间初相进行调制，使得各通道发射信号位于不同的多普勒载频，从而实现正交发射。
3.ddma波形采用多普勒子带划分的形式，将多普勒平面分为若干通道，从而实现mimo正交发射与解调。ddma波形仅通过调整各发射通道之间的脉间初相即可实现，不需要改变载频，硬件兼容性好，易于实现。然而，这一调制方式以损失系统的无模糊测速范围为代价，mimo通道数越多，即多普勒子带数越大，从而导致每个多普勒子带所占据的多普勒谱宽越小，即无模糊测速范围越小。若要改善测速范围降低对雷达目标探测性能的影响，最简单的手段即提高系统的脉冲重复频率(prf)，然而这会导致系统的脉冲重复周期(prt)降低，远距离的目标将会产生距离模糊。因此，有必要研究ddma波形的距离模糊抑制方法。
4.现有文献中大多针对ddma波形的速度模糊抑制问题开展研究工作。麻省理工大学林肯实验室的rabideau提出了频率扰动(frequency-dithered)ddma信号与相位扰动(phase-dithered)ddma信号。fd-ddma信号通过改变多普勒子带与发射阵元的映射关系，使其为伪随机映射，降低盲速处的信杂噪比损失；pd-ddma信号通过在发射初相值中增加随机相位扰动，并在接收端进行匹配滤波，降低盲速处的信杂噪比损失。恩智浦半导体公司的jansen，以及德州仪器的研究人员利用冗余多普勒子带(empty doppler sub-band)，实现ddma波形无模糊测速范围的恢复。国防科大的李福友总结了基于多载频、多脉冲重复频率、多脉冲重复周期的ddma波形盲速抑制方法。


技术实现要素：

5.本发明的目的是为了解决ddma波形的距离模糊问题，提供了一种基于波形捷变相位编码的慢时间mimo雷达距离模糊抑制方法，该方法通过采取脉间捷变相位编码(pulse-agile phase-coded，papc)技术，可以获得距离选通性能，使得当提高波形的脉冲重复频率时，保持波形的无模糊测距范围不变。同时，各脉冲脉内编码捷变，但载频相同，仍然可以进行脉冲-多普勒处理，因此可以在保持系统无模糊测距范围不变的前提下，提高ddma波形的测速范围，改善ddma波形因多普勒子带划分造成的测速范围降低对雷达目标探测性能的影响。
6.本发明的技术解决方案是：
7.一种基于波形捷变相位编码的慢时间mimo雷达距离模糊抑制方法，该方法的步骤包括：
8.步骤s1，建立papc-ddma信号模型，并对所建立的papc-ddma信号模型进行优化，得到优化后的papc-ddma信号模型；
9.步骤s2，设置步骤s1得到的优化后的papc-ddma信号模型中的目标参数，得到各接收天线的回波信号；
10.步骤s3，对步骤s2得到的各接收天线的回波信号进行多距离段联合脉冲-多普勒处理，得到各接收天线对应的无距离模糊的多距离段综合距离-多普勒平面；
11.步骤s4，利用多普勒滤波器对步骤s3中得到的各接收天线对应的无距离模糊的多距离段综合距离-多普勒平面进行mimo解调，得到解调后的各个mimo收-发通道对应的多距离段综合距离-多普勒平面；
12.步骤s5，基于步骤s4解调后的各个mimo收-发通道对应的多距离段综合距离-多普勒平面进行恒虚警率(cfar)检测，得到无模糊的目标距离信息和目标速度信息。
13.所述的步骤s1中，设一个具有m个发射通道和n个接收通道的收发共置式一维天线阵列，阵列中各天线为全向天线，在发射阵列中，第m(m＝0,
…
,m-1个阵元到参考天线的距离为dm，在接收阵列中，第nn＝0,
…
,n-1个阵元到参考天线的距离为dn，雷达系统工作频率为f0，工作波长为λ0，在一个相参处理周期(coherent processing interval,cpi)内有k个脉冲，雷达系统的prt为tr，对应的prf为fr＝1/tr，ddma波形通过对各通道进行慢时间初相编码，将完整的距离-多普勒平面分成m个谱宽为δf
sub
＝fr/m的多普勒子带，慢时间初相编码是发射通道编号m与脉冲编号k(k＝0,
…
,k-1)的函数，则t时刻第m个发射天线的papc-ddma信号模型sm(t)为：
[0014][0015]
其中，u
pulse
(t-ktr)为t时刻第k个脉冲的基带脉内调制信号，αm为第m个通道所发射的基带信号所在的多普勒中心频率：
[0016][0017]
所述的步骤s1中，对所建立的papc-ddma信号模型进行优化是指优化papc-ddma信号模型中的u
pulse
(t)，得到连续相位papc波形集具体优化步骤为：
[0018]
假设一帧papc编码信号集内具有q组不同的连续相位编码信号，每个编码信号的码长为p比特，则第q组相位编码信号的脉内调制波形表示为：
[0019][0020]
其中，{c
qp
},(p＝0,
…
,p-1)为第q组相位编码信号的编码序列，τc为码片宽度，即
相邻两码片的时间间隔，由此得t时刻，一帧papc编码信号集的基带参考信号模型为：
[0021][0022]
对所建立的papc-ddma信号模型进行优化是指优化编码序列{c
qp
}，保证各编码序列具有较低的自相关旁瓣峰值asp(cq)，各编码序列之间具有较低的互相关旁瓣峰值其中，q1≠q2。
[0023]
首先随机初始化连续相位编码序列集，码组数为q，码长为p，相位为θ
qp
，其表达式为：
[0024][0025]
完成初始化后，设定代价函数，将自相关旁瓣峰值和互相关旁瓣峰值作为码集性能的衡量标准，构建的码集对应的代价函数φ(c)如下：
[0026][0027]
其中，λ为设定权重，asp(cq)为码集中第q个码元序列cq的自相关旁瓣峰值，计算公式如下：
[0028][0029]
a(cq,k)表示码集中序列cq的自相关函数，数学表达式为：
[0030][0031]
上标*表示复共轭，为码集中第q1和第q2码元序列和的互相关旁瓣峰值，计算公式如下：
[0032][0033]
表示码集中序列和的互相关函数，数学表达式为：
[0034][0035][0036]
对连续相位编码序列集进行局部搜索，每次迭代将各编码序列中的每个码元作为当前码元进行相位替换，并计算新的代价函数，若替换相位值对应的代价函数小于原始相位值对应的代价函数，则将当前替换的相位值作为当前码元的相位值，否则，保持当前码元的原始相位值不变，当迭代次数达到预先设定的最大值或代价函数满足阈值时，停止搜索迭代的过程，得到优化后的连续相位编码序列集。
[0037]
至此得到t时刻第m个发射天线优化后的papc-ddma发射信号模型为：
[0038][0039]
其中，tq＝qtr为papc信号的帧周期，令cpi内脉冲数与一帧内papc信号个数的比值k/q为整数；
[0040]
所述的步骤s2中，设置的目标参数包括位于雷达远场的匀速运动点目标的距离为r
t
，目标相对雷达的径向速度为v
t
，目标多普勒为f
t
＝2v
t
/λ0，目标的波达方向为φ
t
，则第n个接收天线得到的第m个发射天线对应的回波信号s
mn
(t)表示为：
[0041][0042]
其中，τ
mn
为回波时延，具有如下形式：
[0043][0044]
第n个接收天线的接收信号应为所有m个发射信号之和，经过下变频与低通滤波后，表示为：
[0045][0046]
所述的步骤s3中，对各接收天线得到的回波信号进行多距离段联合脉冲-多普勒处理的方法为：
[0047]
步骤s31，使用不同的接收滤波器组对接收信号进行匹配滤波处理，得到不同距离段对应的匹配滤波输出结果，对于第q(q＝0,
…
,q-1)个距离段对应的接收滤波器组hq(t)，
为papc编码信号集基带参考信号u
ref
(t)循环移位q个脉冲后得到，则第q个距离段对应的匹配滤波输出结果表示为：
[0048][0049]
步骤s32，对步骤s31的第q个距离段匹配滤波输出结果按脉冲重复周期重排，作慢时间脉冲-多普勒处理，即沿慢时间进行加窗、补零，并作离散傅里叶变换，得到各距离段对应的距离-多普勒平面，将各距离段对应的距离-多普勒平面依次拼接，得到多距离段综合距离-多普勒平面；
[0050]
对第q个距离段匹配滤波输出结果按脉冲数重排，进行l点fft处理，结果具有如下形式：
[0051][0052]
其中，w(k)为慢时间加窗函数权值，用来抑制速度维旁瓣，为第q个距离段匹配滤波输出结果的第k个脉冲，l＝0,
…
,l-1表示第l个速度通道的输出，将各距离段对应的脉冲-多普勒处理结果依次拼接，得到多距离段综合距离-多普勒平面，即：
[0053][0054]
所述的步骤s4中，利用多普勒滤波器对各接收天线对应的无距离模糊的多距离段综合距离-多普勒平面进行mimo解调的方法为：
[0055]
papc-ddma的mimo解调通过多普勒低通滤波来实现，利用第i个发射通道对应的多普勒频率中心αi对进行混频，将第i个发射通道对应的回波混频至零多普勒：
[0056][0057]
之后，利用截止频率为[-δf
sub
/2,δf
sub
/2]的低通滤波器对进行低通滤波，得到第(n,i)个收-发通道对应的多距离段综合距离-多普勒平面：
[0058][0059]
其中，h
lp
(t,l)为低通滤波器的时域响应，以此类推，可以得到各个mimo收-发通道对应的多距离段综合距离-多普勒平面，实现mimo解调。
[0060]
有益效果
[0061]
本发明提出一种基于波形捷变相位编码的慢时间mimo雷达距离模糊抑制方法。具有如下有益效果：
[0062]
(1)本发明的方法中，papc-ddma信号模型采用脉间码型捷变技术，使传统ddma波形获得距离选通性，从而在提高波形的prf时，保持波形的无模糊测距范围不变。
[0063]
(2)本发明的方法中，优化后的papc-ddma信号模型采用局部搜索算法，提高随机
相位编码序列集的自相关、互相关性能。
[0064]
(3)本发明的方法中，采用基于参考信号时延的papc-ddma波形多距离段联合脉冲-多普勒处理方法，得到无距离模糊的多距离段综合距离-多普勒平面。
[0065]
(4)本发明较好地解决了常规ddma波形在高重频应用下产生的距离模糊问题，同时可有效提升ddma波形的无模糊测速范围，提高慢时间mimo雷达对高速运动目标的探测性能。通过仿真实验验证了papc-ddma波形的距离选通性及目标距离模糊抑制效果。
附图说明
[0066]
图1为本发明papc-ddma信号波形示意图；
[0067]
图2为本发明papc-ddma信号距离选通示意图；
[0068]
图3为本发明方法信号处理流程图；
[0069]
图4为papc-ddma信号多距离段综合距离-多普勒平面；
[0070]
图5为lfm-ddma信号距离-多普勒平面；
[0071]
图6为papc-ddma各目标所在速度通道一维距离像；
[0072]
图7为lfm-ddma各目标所在速度通道一维距离像；
[0073]
图8为papc-ddma各目标所在距离单元速度谱；
[0074]
图9为lfm-ddma各目标所在距离单元速度谱。
具体实施方式
[0075]
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。
[0076]
本发明提出的基于波形捷变相位编码的慢时间mimo雷达距离模糊抑制方法，如图3所示，步骤如下：
[0077]
步骤s1，建立papc-ddma信号模型，并优化随机连续相位编码波形集；
[0078]
所述步骤s1还包括如下步骤：
[0079]
步骤s11，设一个具有m个发射通道和n个接收通道的收发共置式一维天线阵列，阵列中各天线为全向天线。在发射阵列中，第m(m＝0,
…
,m-1)个阵元到参考天线的距离为dm。类似地，在接收阵列中，第n(n＝0,
…
,n-1)个阵元到参考天线的距离为dn。注意此处使用的对阵元间距的定义方式更具有普遍性，可适用于均匀与非均匀阵列。雷达系统工作频率为f0，工作波长为λ0。在一个相参处理周期(coherent processing interval,cpi)内有k个脉冲。雷达系统的prt为tr，对应的prf为fr＝1/tr。
[0080]
ddma波形通过对各通道进行慢时间初相编码，将完整的距离-多普勒平面分成m个谱宽为δf
sub
＝fr/m的多普勒子带，并将各通道发射波形调制到不同的多普勒子带中，实现mimo正交发射。慢时间初相编码是发射通道编号m与脉冲编号k(k＝0,
…
,k-1)的函数。则第m个发射天线对应的发射波形可以表示为：
[0081][0082]
其中，u
pulse
(t)为各脉冲的基带脉内调制信号。令慢时间初相函数具有如下形式：
[0083]
[0084]
则第m个通道所发射的基带信号将被调制到多普勒中心为αm的子带内。令各子带的多普勒中心αm具有如下形式：
[0085][0086]
至此，第m个通道所发射的基带信号被调制到多普勒中心为αm，谱宽为δf
sub
的多普勒子带中。
[0087]
传统ddma波形脉内调制采用线性调频信号，即：
[0088][0089]
其中b为信号带宽，t
p
为信号脉宽。本发明方法采用连续相位papc波形作为脉内调制信号。假设一帧papc编码信号集内具有q组不同的连续相位编码信号，每个编码信号的码长为p比特。则第q组相位编码信号的脉内调制波形可以表示为：
[0090][0091]
其中{c
qp
},(p＝0,
…
,p-1)为第q组相位编码信号的编码序列，τc为码片宽度，即相邻两码片的时间间隔。由此可得一帧papc编码信号集的基带参考信号模型为：
[0092][0093]
将(5)式表示的papc脉内调制波形带入(1)式中，即可得到第m个发射天线对应的papc-ddma发射信号模型：
[0094][0095]
其中tq＝qtr为papc信号的帧周期，选定cpi内脉冲数与一帧内papc信号个数的比值k/q为整数以简化模型。papc-ddma信号的波形调制示意图如图1所示。
[0096]
步骤s12，优化随机连续相位编码序列集{c
qp
}，保证各编码序列具有较低的自相关旁瓣峰值asp(cq)，各编码序列之间具有较低的互相关旁瓣峰值其中，q1≠q2。首先随机初始化连续相位编码波形集，码组数为q，码长为p，相位为θ
qp
，其表达式为：
[0097][0098]
完成初始化后，设定代价函数，本发明将自相关旁瓣峰值和互相关旁瓣峰值作为码集性能的衡量标准，构建的码集对应的代价函数φ(c)如下：
[0099][0100]
其中，λ为设定权重，asp(cq)为码集中第q个码元序列cq的自相关旁瓣峰值，计算公式如下：
[0101][0102]
a(cq,k)表示码集中序列cq的自相关函数，数学表达式为：
[0103][0104]
上标*表示复共轭，为码集中第q1和第q2码元序列和的互相关旁瓣峰值，计算公式如下：
[0105][0106]
表示码集中序列和的互相关函数，数学表达式为：
[0107][0108]
对连续相位编码序列集进行局部搜索，每次迭代将各编码序列中的每个码元作为当前码元进行相位替换，并计算新的代价函数，若替换相位值对应的代价函数小于原始相位值对应的代价函数，则将当前替换的相位值作为当前码元的相位值，否则，保持当前码元的原始相位值不变，当迭代次数达到预先设定的最大值或代价函数满足阈值时，停止搜索迭代的过程，得到优化后的连续相位编码序列集。
[0109]
步骤s2，系统及目标参数初始化，根据目标参数设置回波时延，得到各通道papc-ddma接收信号；
[0110]
假设一个位于雷达远场的匀速运动点目标的距离为r
t
，目标相对雷达的径向速度为v
t
，对应目标多普勒为f
t
＝2v
t
/λ0，目标的波达方向为φ
t
。则第n个接收天线得到的第m个发射天线对应的回波信号s
mn
(t)可以表示为：
[0111][0112]
其中，τ
mn
为回波时延，具有如下形式：
[0113][0114]
进一步地，第n个接收天线的接收信号应为所有m个发射信号之和，经过下变频与低通滤波后，可以表示为：
[0115][0116]
步骤s3，对各接收天线得到的回波信号进行多距离段联合脉冲-多普勒处理，得到无距离模糊的多距离段综合距离-多普勒平面；
[0117]
所述步骤s3还包括如下步骤：
[0118]
步骤s31，使用不同的接收滤波器组对接收信号进行匹配滤波处理，得到不同距离段对应的匹配滤波输出结果。理论上，一帧具有q组不同码型的papc编码信号集，可以实现最多q个距离段的无模糊探测，papc-ddma信号的距离选通性如图2图所示。由图2可以看出，对于第q(q＝0,
…
,q-1)个距离段对应的接收滤波器组hq(t)，应为papc编码信号集基带参考信号u
ref
(t)循环移位q个脉冲后得到。则第q个距离段对应的匹配滤波输出结果可以表示为：
[0119][0120]
步骤s32，对上述第q个距离段匹配滤波输出结果按脉冲重复周期重排，作慢时间脉冲-多普勒处理，即沿慢时间进行加窗、补零，并作离散傅里叶变换，得到各距离段对应的距离-多普勒平面。将各距离段对应的距离-多普勒平面依次拼接，得到多距离段综合距离-多普勒平面。
[0121]
对第q个距离段匹配滤波输出结果按脉冲数重排，进行l点fft处理，结果具有如下形式：
[0122][0123]
其中，w(k)为慢时间加窗函数权值，用来抑制速度维旁瓣，为第q个距离段匹配滤波输出结果的第k个脉冲，l＝0,
…
,l-1表示第l个速度通道的输出。将各距离段对应的脉冲-多普勒处理结果依次拼接，得到多距离段综合距离-多普勒平面，即：
[0124][0125]
步骤s4，利用多普勒滤波器对步骤s3中得到的各接收天线对应的多距离段综合距离-多普勒平面进行mimo解调，得到解调后的各个mimo收-发通道对应的多距离段综合距离-多普勒平面；
[0126]
papc-ddma的mimo解调可以通过简单的多普勒低通滤波来实现。为了分离第i个发射天线在第n个接收天线对应的多距离段综合距离-多普勒平面上的响应，利用第i个发射通道对应的多普勒频率中心αi对进行混频，将第i个发射通道对应的回波混频至零多普勒：
[0127][0128]
之后，利用截止频率为[-δf
sub
/2,δf
sub
/2]的低通滤波器对进行低通滤波，得到第(n,i)个收-发通道对应的多距离段综合距离-多普勒平面：
[0129][0130]
其中，h
lp
(t,l)为低通滤波器的时域响应。以此类推，可以得到各个mimo收-发通道对应的多距离段综合距离-多普勒平面，实现mimo解调。
[0131]
步骤s5，基于多距离段综合距离-多普勒平面进行恒虚警率(cfar)检测，得到目标
距离、速度信息。
[0132]
下面给出使用上述方法，对目标进行距离模糊抑制的实施例。
[0133]
实施例
[0134]
慢时间mimo雷达系统为s波段，天线为收发共置6阵元一维线阵。雷达发射papc-ddma波形，其中脉内调制的papc波形采用400位，256组的随机连续相位编码波形集。同时，与传统脉内调制为线性调频(linear frequency modulated,lfm)信号的lfm-ddma波形的目标检测结果进行对比，验证papc-ddma波形的距离选通性及目标距离模糊抑制效果。
[0135]
雷达波形参数与雷达目标参数如表1、表2所示；
[0136]
表1
[0137][0138][0139]
表2
[0140][0141]
经过多距离段联合脉冲-多普勒处理后的papc-ddma信号多距离段综合距离-多普勒平面如图4(a)所示，经过mimo解调后的单通道多距离段综合距离-多普勒平面如图4(b)所示。采用传统lfm-ddma信号的处理结果如图5所示。可以看出papc-ddma波形具有良好的距离选通性，可以有效抑制各目标在其他距离段处的折叠回波，得到无距离模糊的多距离段联合探测结果。而传统lfm-ddma信号则会产生距离模糊，目标均会折叠到其他距离段，无法得到准确的目标距离信息。
[0142]
papc-ddma与lfm-ddma信号各目标所在速度通道的一维距离像以及所在距离单元的速度谱分别如图6、图7、图8、图9所示。由图6可以看出papc-ddma信号可以实现无距离模糊的多距离段目标联合探测，而传统lfm-ddma信号各目标均会在其他距离段形成折叠回波，影响目标的准确检测，如图7所示。经过多距离段联合脉冲-多普勒处理处理后(m＝1024＝30db)，理论目标信噪比为50db，papc-ddma波形处理后得到目标信噪比49.7db，与理论值一致；lfm-ddma波形处理后得到目标信噪比47.5db，相比理论值损失2.5db。由图8和图9可以看出两种信号都可以实现目标速度的有效检测。
[0143]
由图6还可以看出，papc-ddma信号虽然具有距离选通性，但是各距离段目标会在其他距离段形成较高的副瓣，副瓣水平受相位编码之间的互相关水平约束。在本实施例参数下，400位256组随机离散相位编码经过多距离段联合脉冲-多普勒处理后的互相关副瓣水平为-35db。
[0144]
本发明还可有其他多种实施例，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。