基于HYSDEL的双向ICPT系统混合逻辑动态建模方法

基于hysdel的双向icpt系统混合逻辑动态建模方法
技术领域
1.本发明涉及电动汽车无线充电领域，特别涉及基于hysdel的双向icpt系统混合逻辑动态建模方法。


背景技术：

2.在“碳达峰、碳中和”发展背景下，电动汽车的推广应用为实现“双碳”目标提供了有力支撑。2020年全球电动汽车销量约为324万辆，中国市场约占41.27％。随着我国电动汽车的快速发展，双向无线电能传输技术成为了解决电动汽车充电限制和实现双碳目标的有效途径。
3.双向icpt技术可实现电能“源”“荷”两端的双向流动，可应用于电动汽车的无线充电上，促进能源的流动和高效利用。双向icpt系统的工作模态随着开关器件开通和关断而改变，将系统的连续状态量的约束看作连续的子系统，系统的不同工作模式和模态看作离散的子系统，连续子系统与离散子系统相互耦合是典型的混杂系统。现有icpt建模方法多采用等效和线性化处理得到系统的线性时不变模型，忽略了系统本身固有的混杂动力学特征，得到的模型不够精确。因此提出基于混杂系统描述语言(hysdel)的双向icpt系统混合逻辑动态(mld)建模方法，系统模型同时包含系统连续时间变量和离散状态量，且不需要对系统模型近似处理，采用混杂系统语言编辑工具hysedl简化系统转换过程中巨大的工作量。相对传统建模方法能够更精确描述双向icpt系统。


技术实现要素：

4.本发明的目的就在于为了解决现有icpt建模技术未考虑系统离散部分和连续部分混杂特征、建模复杂度高、效率低的问题而提供基于hysdel的双向icpt系统混合逻辑动态建模方法，具有计算推导过程简单，提高mld模型建立的效率和精确性的优点。
5.为实现上述目的，本发明采取的技术方案为：
6.一种基于hysdel的双向icpt系统混合逻辑动态建模方法，包括以下步骤：
7.s1、首先分析双向icpt系统的系统特性和运行过程，确定双向icpt系统的正向或反向功率传输模式，并根据系统运行中各开关器件状态变化确定系统的四种工作模态；
8.s2、根据选取双向icpt系统中的独立电感电流量和独立电容电压量作为连续状态变量，建立四种工作模态的状态空间方程；
9.s3、根据hysdel规定的语法规则，先定义双向icpt系统参数和变量，再基于命题逻辑对各工作模态边界条件及其逻辑关系等离散事件进行定义，形成.hys文档；
10.s4、利用hysdel编译器生成双向icpt系统的mld模型。
11.优选的，所述步骤s2中建立四种工作模态的各状态空间方程的方法为：
12.选取双向icpt系统中独立电感的电流量和独立电容的电压量作系统连续状态量为x(t)＝[i
lf1
，i1，u
cf1
，u
c1
，i
lf2
，i2，u
cf2
，u
c2
]
t
，系统的输入量为u(t)＝[mv
1 nv2]
t
，则各状态空间方程为：
[0013][0014]
优选的，所述四种工作模态为双向icpt系统的正向或反向功率传输模式的一个切换周期中的四种模态，定义离散辅助变量q与离散状态向量xb(k)＝[x
b1
(k),x
b2
(k),x
b3
(k),x
b4
(k)]
t
，分别表示双向icpt系统的四种工作模态q
1-q4；
[0015]
优选的，所述步骤s3中对系统不同功率传输模式以及各工作模态的切换过程进行分析；
[0016]
首先引入逻辑命题，命题p0：两侧h桥的外移相角δ(k)∈[0,π)；命题p1：系统二次侧谐振电流i
lf2
(k)≤-i2；命题p2：系统一次侧串联补偿电容电压u
c1
(k)≥0；命题p3：系统二次侧谐振电流i
lf2
(k)≥i2；命题p4：系统一次侧串联补偿电容电压u
c1
(k)≤0；命题p5：系统二次侧串联补偿电容电压u
c2
(k)≤0；命题p6：系统一次侧谐振电流i
lf1
(k)≤-i1；命题p7：系统二次侧串联补偿电容电压u
c2
(k)≥0；命题p8：系统一次侧谐振电流i
lf1
(k)≥i1。
[0017]
再定义di(k)∈{0,1},i＝0,1,
…
,8，则上述逻辑命题pi可与逻辑变量di(k)相关联,则逻辑命题pi与逻辑变量di间关系如下式所示；
[0018][0019]
根据附图2所示，可得出双向icpt系统的各工作模态切换如下式所示：
[0020][0021]
定义离散辅助变量d(k)表示双向icpt系统各工作模态切换的边界条件,则表达式为：
[0022][0023]
优选的，所述步骤s3中对系统各工作模态的自保持过程进行分析：
[0024]
利用离散辅助变量z表示双向icpt系统正向和反向两种功率传输模式下对应的四种工作模态的切换条件和各工作模态自保持的复合离散变量表达式；
[0025][0026]
优选的，所述步骤s3中对系统中各离散状态的状态空间方程采用离散变量进行系统状态变量更新，具体方法如下：
[0027]
x(k 1)＝gx(k) hu(k)
[0028]
式中，g＝e
at
，t为采样周期。
[0029]
则各工作模态的状态空间方程为：
[0030]
x(k 1)＝gx(k) mv1h1 nv2h2[0031]
与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：
[0032]
通过分析双向icpt系统的系统特性和运行过程，给出双向icpt系统的正向和反向功率传输模式，根据系统运行中各开关器件状态变化确定系统的四种工作模态，并一一推导了各工作模态的状态空间方程，然后根据hysdel规定的语法规则，定义系统各变量，完成对系统连续动态函数，逻辑关系函数及约束条件等编写，实现了双向icpt系统连续动态行为、离散事件及耦合关系的有效编译，形成.hys文档，最后利用hysdel编译器输出研究双向icpt系统的mld模型，通过将hysdel应用在双向icpt系统的mld模型建立上，可以极大的减
少繁琐的计算推导过程，提高mld模型建立的效率和精确性。相比于传统的建模方法，hysdel语法简单直观、可读性高、模型不易出错。
附图说明
[0033]
图1为本发明的双向icpt系统拓扑结构图；
[0034]
图2为本发明的双向icpt系统工作模态切换过程示意图；
[0035]
图3为本发明的双向icpt系统开关信号和状态量的工作波形图。
具体实施方式
[0036]
为使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体实施方式，进一步阐述本发明。
[0037]
基于hysdel的双向icpt系统混合逻辑动态建模方法，包括以下步骤：
[0038]
步骤s1、首先分析双向icpt系统的系统特性和运行过程，确定双向icpt系统的正向或反向功率传输模式，并根据系统运行中各开关器件状态变化确定系统的四种工作模态；
[0039]
如附图1所示，图中，v1、v2分别为系统一、二次侧直流电压源；s
1-s4组成系统一次侧h桥；s
5-s8组成系统二次侧h桥；d
1-d8分别为开关管s
1-s8的反并联二极管；u1、u2分别为系统一、二次侧h桥的输出电压；i
lf1
、i
lf2
分别为一、二次侧谐振回路中电流；r1、r2分别为一、二次侧补偿网络的等效电阻。以正向功率传输模式为例，根据开关管工作状态的不同将双向icpt系统的正向功率传输模式一个切换周期分为4种工作模态。
[0040]
模态一，t0时刻之前，一次侧谐振电流i
lf1
为负，且流经开关管s2、s3；二次侧谐振电流i
lf2
为正，且流经开关管s6和s7。在t0时刻，开关管s1、s4收到驱动信号导通，因i
lf1
为负，反并联二极管d1、d4导通续流，t
0*
时刻i
lf1
负向减小至0，开关管s1、s4零电压导通，i
lf1
开始正向增大。模态二，t1时刻，开关管s6、s7关断，s5、s8导通，全桥整流电路输出电压u2为v2，谐振电流i
lf2
负向增大。模态三，t2时刻，一次侧开关管s1、s4关断，一次侧谐振电流i
lf1
为正，故反并联二极管d2、d3导通续流，t
2*
时刻i
lf1
减小至0，续流二极管d2、d3零电流关断，开关管s2、s3零电压导通，i
lf1
开始负向增大；模态四，t3时刻，二次侧开关管s5、s8关断，s6、s7导通，全桥整流电路输出电压u2为-v2，谐振电流i
lf2
正向增大。
[0041]
步骤s2、根据双向icpt系统中的连续状态变量和离散状态变量建立四种工作模态的各状态空间方程；选取双向icpt系统中独立电感的电流量和独立电容的电压量作系统连续状态量为x(t)＝[i
lf1
，i1，u
cf1
，u
c1
，i
lf2
，i2，u
cf2
，u
c2
]
t
，系统的输入量为u(t)＝[mv
1 nv2]
t
，其中，i1、i2分别为流经系统一、二次侧线圈l1、l2的电流，u
cf1
、u
cf2
分别为系统一、二次侧并联补偿电容c
f1
、c
f2
两端电压，u
c1
、u
c2
分别为一、二次侧串联补偿电容c1、c2两端电压；
[0042]
则双向icpt系统各离散状态模式的状态空间方程为：
[0043][0044]
状态空间方程系数矩阵a的表达式为：
[0045][0046]
状态空间方程系数矩阵b的表达式为：
[0047][0048]
状态空间方程系数矩阵u(t)的表达式为：
[0049]
u(t)＝[mv
1 nv2]
t
[0050]
步骤s3、根据hysdel规定的语法规则，先定义双向icpt系统参数和变量，再基于命题逻辑对各工作模态边界条件及其逻辑关系等离散事件进行定义，形成.hys文档，具体包括以下步骤：
[0051]
步骤a：定义系统变量；
[0052]
s1：定义连续输入变量a(k)，表示双向icpt系统一、二次侧h桥控制信号间的外移相角δ，即系统正、反向功率传输模式的控制自由度。
[0053]
s2：定义状态变量，包括连续状态向量xr(k)，xr(k)＝[i
lf1
(k),i1(k),u
cf1
(k),u
c1
(k),i
lf2
(k),i2(k),u
cf2
(k),u
c2
(k)]
t
，xr(k)为8阶列向量；离散状态变量xb(k)，xb(k)为4阶列向量，表示系统的双向icpt系统正向和反向两种功率传输模式下的四种不同工作模态q
1-q4。
[0054]
s3：定义连续输出变量yr(k)，yr(k)为2阶列向量。
[0055]
步骤b：定义系统参数；
[0056]
一、二次侧直流电压源v1、v2、串联电感l
f1
、l
f2
串联电容c1、c2、并联电容c
f1
、c
f2
、线圈自感l1、l2、等效电阻r1、r2；以及线圈互感m、开关频率fs。
[0057]
步骤c：定义辅助变量
[0058]
s1：为描述双向icpt系统各工作模态间的切换过程，定义系统连续辅助变量x
r1
(k)、x
r2
(k)，x
r1
(k)和x
r2
(k)均为8阶列向量。定义系统离散辅助变量d(k)、z(k)，d(k)、z(k)分别为9阶、16阶列向量。
[0059]
s2：利用离散辅助变量d(k)表示双向icpt系统各工作模态切换的边界条件：
[0060]
首先引入逻辑命题，命题p0：两侧h桥的外移相角δ(k)∈[0,π)；命题p1：系统二次侧谐振电流i
lf2
(k)≤-i2；命题p2：系统一次侧串联补偿电容电压u
c1
(k)≥0；命题p3：系统二次侧谐振电流i
lf2
(k)≥i2；命题p4：系统一次侧串联补偿电容电压u
c1
(k)≤0；命题p5：系统二次侧串联补偿电容电压u
c2
(k)≤0；命题p6：系统一次侧谐振电流i
lf1
(k)≤-i1；命题p7：系统二次侧串联补偿电容电压u
c2
(k)≥0；命题p8：系统一次侧谐振电流i
lf1
(k)≥i1。
[0061]
再定义di(k)∈{0,1},i＝0,1,
…
,8，则上述逻辑命题pi可与逻辑变量di(k)相关联,则逻辑命题pi与逻辑变量di间关系如下式所示；
[0062][0063]
最后可得双向icpt系统各工作模态切换的边界条件具体表达式如下：
[0064][0065]
s3：利用离散辅助变量z表示双向icpt系统正向和反向两种功率传输模式下对应的四种工作模态的切换条件和各工作模态自保持的复合离散变量表达式：
[0066][0067]
步骤d：确定离散状态变量更新方程。
[0068]
双向icpt系统的离散状态变量的更新方程如下所示：
[0069][0070]
步骤e：确定连续状态变量更新方程。
[0071]
双向icpt系统的连续状态变量更新方程如下所示：
[0072][0073][0074]
xr(k 1)＝gxr(k) x
r1
(k 1) x
r2
(k 1)
[0075]
步骤f：定义系统输出变量
[0076]
选取双向icpt系统一、二次侧谐振回路中电流i
lf1
(k)、i
lf2
(k)作为系统输出变量，则系统输出方程如式4.17所示。
[0077]
yr(k 1)＝cxr(k)
[0078]
式中，c为常数矩阵。
[0079]
步骤h：定义系统变量约束条件。
[0080]
系统在运行过程中不能同时处于不同的工作模态，满足下式：
[0081]
xb(1) xb(2) xb(3) xb(4)≤1
[0082]
步骤s4、对双向icpt系统编写hysdel文档，并通过配套的hysdel编译器直接获取系统mld模型的规范形式，编译后得到的mld模型共包括1个输入变量，2个输出变量，12个状态变量以及不等式约束110条。
[0083]
对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。
[0084]
此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。