超高频谐振功率变换器的临界占空比调频控制方法及电路

1.本发明属于电力电子领域，更具体地，涉及一种超高频谐振功率变换器的临界占空比调频控制方法及电路。


背景技术：

2.电力电子设备广泛的应用于人们的日常生活中。近些年来，超高频谐振电源拓扑由于其较高的功率密度和响应速度在电源系统中得到了广泛应用。
3.现有的超高频谐振功率变换器为了实现功率管的软开关以保证效率，大多采用突发模式实现输出电压控制，即当输出电压低于设定值时，则使能驱动；当输出电压高于设定值时，则关闭驱动。这种控制方式具有动态响应快和实现简单的优点，但是突发模式存在着输出纹波较大的问题，不能适用于纹波要求高的应用场景。
4.采用多级调频控制模式能够在一定的负载范围内大幅降低输出电压纹波。然而，调频控制模式受到频率调整范围的约束，负载调整范围有限，且多级调频依然无法将纹波最优化，更重要的是，在传统的调频控制模式下，无法在全功率范围内实现功率管软开关，使得电源效率相对较低。


技术实现要素：

5.针对现有技术的缺陷和改进需求，本发明提供了一种超高频谐振功率变换器的临界占空比调频控制方法及电路，其目的在于减小变换器的输出电压纹波，同时提升变换器的效率，并保证负载调整范围。
6.为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种超高频谐振功率变换器的临界占空比调频控制方法，所述变换器包括功率管，所述临界占空比调频控制方法包括：
7.以所述变换器的输出采样电压v
sample
和参考电压的差值为输入，采用闭环反馈控制，输出功率管开关频率的控制电压v
freq
；
8.将所述功率管开关频率的控制电压v
freq
与参考电压以设定的比例进行线性求和，得到功率管占空比的控制电压v
duty
；
9.通过所述功率管开关频率的控制电压v
freq
改变功率管驱动信号的频率，使所述驱动信号的频率根据所述变换器需求的输出功率进行调节；通过所述功率管占空比的控制电压v
duty
调控所述驱动信号的占空比，使占空比达到临界状态，得到临界占空比驱动信号；
10.判断所述功率管开关频率的控制电压v
freq
和采样电压v
sample
是否均超过设定的阈值，若是，变换器进入突发模式；若否，变换器进入连续调频模式；
11.其中，在所述突发模式下，将所述临界占空比驱动信号与突发模式产生的使能控制信号相与之后作为所述功率管的驱动信号；在所述连续调频控制模式下，以所述临界占空比驱动信号作为功率管的驱动信号。
12.进一步地，所述达到临界状态时的占空比d与所述功率管的开关频率f之间满足：
[0013][0014]
其中，t
off_inv
为一个开关周期t内功率管关断的时间：所述功率管开关频率的控制电压v
freq
与所述功率管的开关频率f相关。
[0015]
进一步地，在突发模式下，将所述采样电压v
sample
与设定的阈值上下限进行比较，获得所述使能控制信号。
[0016]
进一步地，还包括步骤：将所述功率管的驱动信号进行信号放大，转变为可带载的功率信号。
[0017]
按照本发明的另一方面，提供了一种超高频谐振功率变换器的临界占空比调频控制电路，所述变换器包括功率管，所述临界占空比调频控制电路包括：
[0018]
功率管开关频率控制电压计算单元，用于以变换器的输出采样电压v
sample
和参考电压的差值为输入，采用闭环反馈控制，输出功率管开关频率的控制电压v
freq
；
[0019]
功率管占空比控制电压计算单元，用于将所述功率管开关频率的控制电压v
freq
与参考电压以设定的比例进行线性求和，得到功率管占空比的控制电压v
duty
；
[0020]
临界占空比驱动信号产生单元，用于通过所述控制电压v
freq
改变功率管驱动信号的频率，使驱动信号的频率根据所述变换器的输出功率进行调节；以控制电压v
duty
调控所述驱动信号的占空比，使占空比达到临界状态，得到临界占空比驱动信号；
[0021]
模式选择单元，用于判断所述功率管开关频率的控制电压v
freq
和采样电压v
sample
是否均超过设定的阈值，若是，变换器通过突发模式控制单元进入突发模式；若否，变换器通过连续调频模式控制单元进入连续调频模式；
[0022]
其中，所述突发模式控制单元用于将所述临界占空比驱动信号与突发模式产生的使能控制信号相与之后作为所述功率管的驱动信号；所述连续调频模式控制单元用于以所述临界占空比驱动信号作为功率管的驱动信号。
[0023]
进一步地，所述临界占空比驱动信号产生单元包括压控振荡器、电流饥饿型反相器及比较器；
[0024]
所述压控振荡器的输出连接所述电流饥饿型反相器的输入，所述电流饥饿型反相器的输出以及功率管占空比控制电压计算单元的输出连接所述比较器的输入，所述比较器的输出生成所述临界占空比驱动信号；
[0025]
其中，所述压控振荡器的控制电压为所述功率管开关频率的控制电压v
freq
。
[0026]
进一步地，所述达到临界状态时的占空比d与所述功率管的开关频率f之间满足：
[0027][0028]
其中，t
off_inv
为一个开关周期t内功率管关断的时间：所述功率管开关频率的控制电压v
freq
与所述功率管的开关频率f相关。
[0029]
进一步地，所述突发模式控制单元包括迟滞比较器，用于将所述采样电压v
sample
与设定的阈值上下限进行比较，获得所述使能控制信号。
[0030]
进一步地，所述模式选择单元包括：两个迟滞比较器、一个与非门及两个或非门；
[0031]
两个迟滞比较器的输出分别连接至与非门的输入进行逻辑运算，将逻辑运算的结果及所述突发模式产生的使能控制信号输入至第一个或非门，第一个或非门的输出以及临界占空比驱动信号产生单元的输出连接至第二个或非门的输入进行模式选择；
[0032]
其中，两个迟滞比较器分别用于将所述功率管开关频率的控制电压v
freq
和采样电压v
sample
与设定的阈值上下限进行比较。
[0033]
进一步地，还包括采样模块及超高频驱动模块；
[0034]
所述采样模块用于获得所述变换器的输出采样电压v
sample
；
[0035]
所述超高频驱动模块用于将所述功率管的驱动信号进行信号放大，转变为可带载的功率信号。
[0036]
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：
[0037]
(1)本发明通过计算功率管开关频率及占空比的控制电压，得到临界占空比驱动信号，以临界占空比驱动信号在选择的突发模式或连续调频控制模式下对功率管进行驱动，实现了在轻载时进行突发模式控制，在一般负载时进行连续调频模式控制，保证了负载的调整范围；同时，相比现有的多级调频控制模式需要在不同的驱动频率之间切换以实现稳压控制，存在驱动频率跳变的过程，依然会引入较大的纹波，本发明的频率调控是连续的，通过反馈控制环路确定最恰当的驱动频率，使得电源输出的功率恰好满足负载的需求，稳态时变换器能够以相对固定的频率连续工作，使得纹波较小，充分发挥超高频电源的优势。
[0038]
(2)相比现有的调频控制方法只调节频率，本发明在连续调频模式控制的过程中，能够同时对功率管驱动信号的频率及占空比进行调节，当驱动频率上升时，占空比下降，当驱动频率下降时，占空比上升，当占空比达到临界状态时，能够实现软开关以降低反向导通损耗或开通损耗，提升电源效率。
[0039]
总而言之，本发明的超高频谐振变换器的临界占空比调频控制电路可用于超高频隔离型/非隔离型谐振直流-直流变换器，在不同的负载工况下，选择不同的控制模式，充分用了两种工作模式的优点；在一般负载情况下可大幅降低输出电压纹波，并可根据开关频率和变换器的谐振状态对驱动信号的频率和占空比进行实时调整，实现了软开关，可解决了现有的控制模式下超高频电源纹波较大、效率较低、负载调整范围有限的问题，实用性强。
附图说明
[0040]
图1是本发明实施例1提供的针对超高频谐振变换器的临界占空比调频控制电路的整体框图；
[0041]
图2是本发明实施例1提供的采样模块电路结构图；
[0042]
图3(a)是本发明实施例1提供的突发模式控制单元的电路结构图；
[0043]
图3(b)是本发明实施例1提供的突发模式控制单元的原理图；
[0044]
图4(a)是本发明实施例1提供的连续调频模式控制电路的结构图；
[0045]
图4(b)是本发明实施例1提供的连续调频模式控制电路的原理图；
[0046]
图5是本发明实施例1提供的模式切换与超高频驱动信号产生电路结构图；
[0047]
图6是本发明实施例1提供的在负载变化时变换器的部分信号波形图；
[0048]
图7是本发明实施例1提供的临界占空比调频控制电路中驱动信号产生通路示意图；
[0049]
图8是本发明实施例1提供的临界占空比调频控制电路简化后的等效功率级电路图；
[0050]
图9是本发明实施例1提供的临界占空比调频控制电路中数值求解的一种情况下占空比与频率之间的关系示意图；
[0051]
图10是当占空比不是临界占空比，也即软开关失效时氮化镓功率管的漏源电压谐振波形图。
具体实施方式
[0052]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
[0053]
在本发明中，本发明及附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
[0054]
本发明的临界占空比调频控制电路及控制方法适用于超高频谐振变换器。
[0055]
实施例1
[0056]
如图1所示，本实施例中，以超高频e类谐振式直流-直流变换器为例进行说明，该超高频谐振变换器包括功率级电路，功率级电路包括功率管及负载r
l
；本发明的超高频谐振功率变换器的临界占空比调频控制电路包括：采样模块、临界占空比调频控制模块和超高频驱动模块；
[0057]
如图2所示，采样模块用于对变换器的输出电压v
out
进行采样，得到采样电压v
sample
。具体地，采样模块包括串联连接的分压电阻r1和r2、滤波电容c1及运算放大器，其中，分压电阻r1的第一端与变换器的电压输出端连接，第二端与分压电阻r2的第一端串联连接，分压电阻r2的第二端接地，分压电阻r2与滤波电容c1并联连接，运算放大器的输入端连接到分压电阻r1和r2之间，运算放大器的输出端输出采样电压v
sample
。其中，运算放大器用于构建低通滤波器与电压跟随器，以滤除采样电压中的毛刺。
[0058]
临界占空比调频控制模块包括：突发模式控制单元、连续调频模式控制电路、模式选择单元及临界占空比驱动信号产生单元；
[0059]
如图3(a)和图3(b)所示，突发模式控制单元用于负载较轻时，对变换器输出电压控制，当采样电压v
sample
高于设定的上阈值时，关断驱动，当采样电压v
sample
低于设定的下阈值时，使能驱动；具体地，突发模式控制单元包括迟滞比较器，迟滞比较器的输入为采样电压v
sample
及参考电压v
ref
，通过参考电压v
ref
与比例电阻来设定迟滞比较器的阈值上下限，并将采样电压v
sample
与阈值进行比较，输出决定驱动是否使能控制信号on/off。在突发模式下，突发模式控制单元用于将临界占空比驱动信号与突发模式产生的使能控制信号on/off相与之后作为功率管的驱动信号。
[0060]
如图4(a)和图4(b)所示，连续调频模式控制单元用于一般负载(即轻载以上)时，
通过对功率管开关频率和占空比的连续调控，实现对输出电压的控制，即在连续调频模式下的控制包括功率管开关频率控制电压计算单元、功率管占空比控制电压计算单元及连续调频模式控制单元。功率管开关频率控制电压计算单元用于以采样电压v
sample
和参考电压v
ref
的差值为输入，采用比例-积分闭环反馈控制，以采样电压v
sample
为反馈信号，输出功率管开关频率的控制电压v
freq
，对功率管的频率进行实时且连续的调整，以跟踪负载的变化并维持输出电压的恒定，其中，图4(b)中的kp ki/s为比例积分控制。如图6所示，当变换器的输出电压v
out
升高，功率管开关频率的控制电压v
freq
升压，驱动频率上升以减小输出功率，保持变换器输出电压的恒定。随着功率管开关频率的上升，功率管的漏源电压v
ds
的谐振电压峰值会随之下降，但谐振的时间基本不变，也就是功率管关断的时间基本不变。功率管占空比控制电压计算单元用于将功率管开关频率的控制电压v
freq
与参考电压v
ref
以设定的比例进行线性求和，得到功率管占空比的控制电压v
duty
。
[0061]
连续调频模式控制单元用于实现连续调频模式的控制，具体地，以临界占空比驱动信号作为功率管的驱动信号对功率管开关的频率和占空比进行连续调制。
[0062]
功率管开关频率控制电压计算单元包括运算放大器构建的比例-积分器，比例-积分器构成反馈控制环路，通过闭环控制，得到功率管开关频率的控制电压v
freq
，对功率管的频率进行实时且连续的调控；功率管占空比控制电压计算单元包括加法器，用于将功率管开关频率的控制电压v
freq
与参考电压v
ref
以设定的比例进行线性求和，得到功率管占空比的控制电压v
duty
。
[0063]
如图5所示，模式选择单元用于依据负载状态选择控制模式，即轻载时，选择突发模式进行控制，一般负载时，选择连续调频模式进行控制，产生相应的模式选择信号。将功率管开关频率的控制电压v
freq
及采样电压v
sample
分别与参考电压v
ref
设定的阈值上下限进行比较，当控制电压v
freq
及采样电压v
sample
均大于设定阈值的上限值时，选择突发模式控制单元进入突发模式进行控制；否则，选择连续调频模式控制单元进入连续调频模式进行控制。
[0064]
具体地，模式选择单元包括两个迟滞比较器、一个与非门及两个或非门，两个迟滞比较器的输出连接与非门的输入，与非门的输出连接或非门的输入，两个迟滞比较器分别用于将功率管开关频率的控制电压v
freq
与参考电压v
ref
设定的阈值上下限进行比较，以及将采样电压v
sample
与参考电压v
ref
设定的阈值上下限进行比较，分别得到vfreqbrust信号及voutbrust信号；将vfreqbrust信号及voutbrust信号输入与非门，进行逻辑运算，得到brust_n信号，将brust_n信号与突发模式控制单元输出的on/off控制信号输入第一个或非门，第一个或非门的输出即为突发模式下的使能控制信号on/off；将第一个或非门的输出以及临界占空比驱动信号产生单元的输出连接至第二个或非门进行模式选择。
[0065]
采用迟滞比较器是为了避免系统在临界状态下控制模式的高频切换，保证控制系统的稳定性。需要注意的是，所述模式控制模块中使用到的多个v
ref
参考电平并非都是相同的，应根据比较的需要提供，例如，可以在电源和地之间串联电阻分压来获得不同的参考电压v
ref
。
[0066]
临界占空比驱动信号产生单元用于通过功率管开关频率的控制电压v
freq
和功率管占空比的控制电压v
duty
对功率管的频率和占空比进行连续的调控，使占空比达到临界状态，以实现功率器件的软开关，提升电源的效率；具体地，通过功率管开关频率的控制电压vfreq
改变功率管驱动信号的频率，使驱动信号的频率根据变换器的输出功率进行调节；通过功率管占空比的控制电压v
duty
调控驱动信号的占空比，使占空比达到临界状态，得到临界占空比驱动信号。
[0067]
临界占空比驱动信号产生单元包括压控振荡器vco、电流饥饿型反相器、电容c8及比较器，压控振荡器vco的输出连接电流饥饿型反相器的输入，电流饥饿型反相器的输出以及功率管占空比的控制电压v
duty
作为比较器的输入，生成临界占空比驱动信号vco_out，其中，以功率管开关频率的控制电压v
freq
为压控振荡器的控制电压，改变压控振荡器输出的方波频率，使压控振荡器输出的方波频率根据变换器的输出功率进行调节；电容c8与电流饥饿型反相器的输出并联，可等效为一级rc单元，将压控振荡器输出的方波信号整形为近似三角波信号，该三角波信号的频率与压控振荡器输出的方波频率一致；将该三角波信号再接入比较器，与功率管占空比的控制电压v
duty
相比较，使方波的占空比达到临界状态，生成临界占空比驱动信号vco_out，如图7所示。
[0068]
若当前的控制模式是突发模式，临界占空比驱动信号vco_out与突发模式控制单元产生的使能控制信号on/off相与之后，连接至超高频驱动模块；若当前的控制模式是连续调频控制模式，临界占空比驱动信号vco_out信号直接连接至超高频驱动模块，不受突发模式使能控制信号on/off的影响。如图6所示，功率管占空比的控制电压v
duty
根据功率管开关频率的控制电压v
freq
变化，功率管开关频率的控制电压v
freq
越高，占空比越小，以保证功率开关器件的软开关。
[0069]
在本实例中，功率管采用氮化镓器件，型号为epc2207；整流二极管采用pmeg45a10epd，运算放大器采用ada4891，占空比的允许变化范围是20％至80％。根据基波等效将变换器变换为简化的模型，将电路的工作状态分为功率管开通和关断两个过程，针对该简化的模型分别列写微分方程，根据临界开关的边界条件进行求解功率管的开关频率与临界占空比之间的关系。
[0070]
具体地，如图8所示，根据基波等效，首先计算出变换器后级整流端的输入阻抗，再将该阻抗折算到原边，则可将超高频谐振变换器的电路降阶化简为电感l
p
和电阻r
p
并联后串接并联的功率管和谐振电容cf。假设0～t
off_inv
时间内功率管关断，t
off_inv
～t时间内功率管开通，则功率管关断时电路的微分方程可列写为：
[0071][0072][0073]
其中，v
cf
(t)表示谐振电容cf两端的电压，也即功率管的漏源电压，i
lp
(t)表示电感l
p
上的电流，v
in
表示变换器的输入电压。
[0074]
当功率管开通时，满足：
[0075]vcf
(t)＝0
[0076][0077]
其中，t
off_inv
为在一个开关周期t内，功率管关断的时间。
[0078]
根据软开关的条件，得到两个边界条件：
[0079][0080]
式中的未知数功率管关断的时间t
off_inv
可根据i
lp
(0)＝i
lp
(t)并结合边界条件得到，临界占空比d与开关管的开关周期t之间满足：
[0081][0082]
其中，开关管的频率功率管开关频率的控制电压v
freq
与开关管的频率f相关，具体地，根据vco的压控特性确定功率管开关频率的控制电压v
freq
与开关管的频率f之间的关系。
[0083]
在电路实现的过程中，为了简化电路的结构，可再对数值求解得到的临界占空比根据开关管的频率与谐振状态进行线性拟合，以保证功率管在全工况下均能实现软开关，如图9所示。
[0084]
在本发明实施例中，为了简化频率与占空比的关系，对数值求解后的结果进行了线性拟合，简化了电路结构。合适的频率与占空比关系既可避免硬开通，也可减小功率管的反向导通时间，实现软开关，保证电源的效率；若驱动信号的占空比过大则会使得功率器件硬开通，若占空比过小则会导致较大的反向导通损耗，影响效率，如图10所示。当功率管的开关的占空比达到临界状态时，功率器件恰好实现软开关，才能保证较高的电源效率。
[0085]
超高频驱动模块用于将临界占空比驱动信号放大转换为功率级的驱动波形，提供较大的驱动电流输出能力；即将临界占空比驱动信号变为可带载的功率信号，占空比与频率不变，超高频驱动模块的输出连接功率管的栅极。具体地，超高频驱动模块包括逐级放大的缓冲器，用于提供足够的功率管栅极驱动能力。在本实例中通过多级反相器链结构实现，每一级反相器的尺寸均是上一级的3倍，反相器的数量应取决于被驱动功率管的要求，在本实例中采用了8级反相器链结构，可提供最大3a的驱动电流。
[0086]
实施例2
[0087]
本发明实施例提供了一种高频谐振功率变换器的临界占空比调频控制方法，其中变换器包括功率管，该临界占空比调频控制方法包括：
[0088]
对变换器的输出电压进行采样，获得采样电压v
sample
；
[0089]
以采样电压v
sample
和参考电压v
ref
的差值为输入，采用闭环反馈控制，输出功率管开关频率的控制电压v
freq
，对功率管的频率进行实时且连续的调整，以跟踪负载的变化并维持输出电压的恒定；
[0090]
将功率管开关频率的控制电压v
freq
与参考电压v
ref
以设定的比例进行线性求和，得到功率管占空比的控制电压v
duty
；
[0091]
通过功率管开关频率的控制电压v
freq
改变功率管驱动信号的频率，使驱动信号的频率根据变换器的输出功率进行调节；通过功率管占空比的控制电压v
duty
调控驱动信号的占空比，使占空比达到临界状态，得到临界占空比驱动信号vco_out；
[0092]
判断功率管开关频率的控制电压v
freq
和采样电压v
sample
是否均超过设定的阈值，若是，变换器选择突发模式，并将临界占空比驱动信号vco_out与突发模式产生的使能控制信号on/off相与之后作为功率管的驱动信号；若否，变换器选择连续调频控制模式，以该临
界占空比驱动信号vco_out作为功率管的驱动信号。
[0093]
在突发模式下，采用固定频率及固定占空比的驱动信号对功率管进行控制，在该频率点下，能够实现软开关；在连续调频模式下，通过临界占空比驱动信号vco_out能够对功率管的开关进行频率和占空比连续调制，保证功率管的软开关。
[0094]
在两个模式下，得到功率管的驱动信号后，还包括步骤：将该驱动信号进行信号放大，转变为可带载的功率信号。
[0095]
其中，在突发模式下，通过采样电压v
sample
与参考电压v
ref
在设定的阈值上下限进行比较，输出决定驱动是否使能控制信号on/off。
[0096]
不论是突发模式还是连续调频模式，均需要保证功率管的软开关，也即是驱动信号的频率与占空比需满足谐振状态的要求。具体地，功率管的开关频率f与临界占空比d之间满足：
[0097][0098]
其中，t
off_inv
为在一个开关周期t内，功率管关断的时间，功率管开关频率的控制电压v
freq
与开关管的频率f相关，临界占空比为占空比达到临界状态。
[0099]
t
off_inv
满足下述关系式：
[0100][0101]
其中，v
cf
(t)表示功率管的漏源电压，i
lp
(t)表示电感l
p
上的电流，v
in
表示变换器的输入电压。
[0102]
本发明在轻载情况下，采用突发模式实现输出电压控制，解决了调频控制负载范围有限的问题。在一般负载范围内，采用连续调频控制模式实现输出电压调整，与传统的多级调频控制方法相比，本发明的频率调整是连续的，可以通过控制环路找到一个最恰当的驱动频率，使得电源输出的功率恰好满足负载的需求，稳态时电源以相对固定的频率连续工作，可使得纹波更小，充分发挥超高频电源的优势。
[0103]
本发明具有一般负载下输出电压纹波小，负载调整范围大，效率高的优势，有效利用了两种工作模式的优点，实用性强。
[0104]
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。