一种高增益的开关直流升压电路

1.本发明涉及直流升压电路，特别是涉及一种高增益的开关直流升压电路。


背景技术：

2.开关直流升压电路是一种将电压较低的直流电转换为电压较高的直流电的电路。传统的开关直流升压电路通过在负载两端并联电容进行稳压，在电感充电阶段将电感接在输入电源和地之间对电感进行充电，此时负载功耗由电容提供，在电感放电阶段将电感接在电源与输出端之间，通过电感向输出端放电，同时为负载电容充电。
3.设充电阶段占比为d，则输出电压与输入电压的比值为1/(1-d)，若想继续增大输出电压则需要增大充电阶段的时间占比，这意味着需要延长电感的充电阶段时间的占比，但在实际电路中，电感存在寄生电阻，过大的电感电流导致在电感上的功率损耗增大，使传统开关直流升压电路的升压能力有限。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种高增益的开关直流升压电路，能够实现相同的充电阶段占比d下输出更高的直流输出电压，从而有效提高开关直流升压电路的增益。
5.本发明的目的是通过以下技术方案来实现的： 一种高增益的开关直流升压电路，包括第一电感l1、第二电感l2、第一电容c1、第二电容c2、第一开关s1、第二开关s2、第三开关s3和第四开关s4；所述第一开关s1的第一端连接开关直流升压电路的输入端v
in
，第一开关s1的第二端通过第二电感l2连接到开关直流升压电路的输出端v
out
；所述第二开关s2的第一端连接到第一开关s1与直流升压电路的输入端v
in
之间，所述第二开关s2的第二端通过第一电感l1接地；所述第三开关s3的第一端连接到第二开关s2与第一电感l1之间，第三开关s3的第二端与第四开关s4的第一端连接，所述第四开关s4的第二端连接到开关直流升压电路的输出端v
out
；所述第一电容c1的一端连接到第一开关s1与第二电感l2之间，第一电容c1的另一端连接到第三开关s3与第四开关s4之间；所述第二电容c2的一端连接到开关直流升压电路的输出端v
out
，第二电容c2的另一端接地。
6.所述第一开关s1、第三开关s3通过开关管驱动信号同步控制，从而保持通断同步。所述第二开关s2、第四开关s4通过开关管驱动信号同步控制，从而保持通断同步。所述第一开关s1、第三开关s3导通时，第二开关s2、第四开关s4截止；所述第一开关s1、第三开关s3截止时，第二开关s2、第四开关s4导通；设第二开关s2、第四开关s4导通的时间占比为d，则第一开关s1、第三开关s3导通的时间占比为1-d。
7.本发明的有益效果是：本发明能够实现相同的充电阶段占比d下输出更高的直流输出电压，从而有效提高开关直流升压电路的增益。
附图说明
8.图1为第一阶段的电路原理示意图；图2为第二阶段的电路原理示意图；图3为输出电压与输入电压之比的仿真结果示意图；图4为加入电感寄生电阻后第一阶段和第二阶段的电路原理示意图；图5为加入电感寄生电阻后输出电压与输入电压之比与占空比的图像关系示意图。
具体实施方式
9.下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。
10.一种高增益的开关直流升压电路，包括第一电感l1、第二电感l2、第一电容c1、第二电容c2、第一开关s1、第二开关s2、第三开关s3和第四开关s4；所述第一开关s1的第一端连接开关直流升压电路的输入端v
in
，第一开关s1的第二端通过第二电感l2连接到开关直流升压电路的输出端v
out
；所述第二开关s2的第一端连接到第一开关s1与直流升压电路的输入端v
in
之间，所述第二开关s2的第二端通过第一电感l1接地；所述第三开关s3的第一端连接到第二开关s2与第一电感l1之间，第三开关s3的第二端与第四开关s4的第一端连接，所述第四开关s4的第二端连接到开关直流升压电路的输出端v
out
；所述第一电容c1的一端连接到第一开关s1与第二电感l2之间，第一电容c1的另一端连接到第三开关s3与第四开关s4之间；所述第二电容c2的一端连接到开关直流升压电路的输出端v
out
，第二电容c2的另一端接地。
11.所述第一开关s1、第三开关s3通过开关管驱动信号同步控制，从而保持通断同步。所述第二开关s2、第四开关s4通过开关管驱动信号同步控制，从而保持通断同步。所述第一开关s1、第三开关s3导通时，第二开关s2、第四开关s4截止；所述第一开关s1、第三开关s3截止时，第二开关s2、第四开关s4导通；设第二开关s2、第四开关s4导通的时间占比为d，则第一开关s1、第三开关s3导通的时间占比为1-d。
12.传统的开关直流升压电路的输出电压与输入电压比值为。考虑到实际电路中电感具有电阻，电感上电阻的带来的损耗会使得实际转换的电压与理论计算值有差值，当d越大时差值越大，同时电感电阻与输出电阻的比值越大意味着电路升压能力更弱。提升其升压能力有降低电感和晶体管的电阻和改变电路拓扑两种方式，本发明提出一种新的开关直流升压电路拓扑，该电路的输出电压与输入电压比值为
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(1)
可以实现在相同的充电阶段占比d下输出更高的直流输出电压。
13.具体的，本发明的工作分为两个阶段：第一个阶段为电感充电阶段：如图1所示：当s2和s4开关管导通时，输入电压v
in
通过流过s2开关管的电流为电感l1充电储能，同时s1和s3开关管断开。同时电容c1和电感l2并联，l2两端电压差为c1上的电压。电容c1为l2充电，将电容c1中储存的能量转移到电感l2中。此时输出端通过电容c2放出能量为负载供电。至此第一阶段完成。
14.第二阶段为电感放电阶段，如图2所示：s1和s3开关管导通，s2和s4开关管断开，此时电感l2接在输入端v
in
和输出端v
out
之间，输入端v
in
的电压小于输出端v
out
，但由于电感中的电流不会突然变化，电流仍然从v
in
流出并通过电感l2流向v
out
为负载供电，同时为电容c2储存能量，在这个过程中，电感l2中存储的能量降低。开关管s1、电容c1、开关管s3和电感l1串联接在输入端v
in
和地gnd之间。将电感l1中的能量转移到电容c2之中。
15.设一个开关周期为t，在一个开关周期中一阶段（图1所示）的时长为dt，第二阶段（图2所示）的时长为（1-d）t。
16.第一阶段电感l1两端的电压为v
in
、第二电感l1两端的电压为v
in-v
c1
。根据电感伏秒平衡公式
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(2)可推得电容c1两端的平均电压为
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(3)第一阶段电感l2两端的电压为v
c1
，第二阶段电感l2两端的电压为v
in-v
out
。根据电感伏秒平衡公式
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(4)可推得输出电压为
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(5)因此，本发明的输出电压与输入电压转换比与传统直流开关升压变换器的该数值比为
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(6)在d取值范围（0，1）内，该数值始终大于1，本发明的升压能力相比于传统结构均有提升；设第二开关s2、第四开关s4导通的时间占比为d为占空比，本发明与传统直流开关升压变换器中，输出电压与输入电压之比的仿真结果示意图如图3所示，可以看出，在相同占空比下，本技术的升压能力相比于传统结构更大，增益更高；在本技术的实施例中，考虑电感寄生电阻后，进行如下升压能力的分析：由于实际电路中的电感是非理想器件，电感的实现通常伴随着寄生电阻的引入，因此实际电路升压能力受电感电阻值的影响，图4为加入电感寄生电阻后的电路图。原电感被替换为电感与电阻r
l
的串联。同时将负载电阻r引入，将原负载电流表达式i
load
替换为v
out
/r。
17.伏秒平衡的公式（2）（4）及安秒平衡加入电感寄生电阻后变为：
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(7)
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(8)
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(9)
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（10）合并式（7）（8）（9）（10）消去i
l1
、i
l2
、v
c1
后得到
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(11)传统直流开关升压电路考虑电感寄生电阻时的输出电压与输入电压之比为
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(12)式（11）与式（12）之比为本发明电压转换比 与传统直流开关升压电路转换比 的比值，化简后得
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(13)由于r
l
为寄生电阻，远小于负载电阻，因此本发明转换比在较大范围内均大于传统直流开关升压电路的转换比；实际电路输出电压与输入电压之比与占空比的图像关系如图5所示（图5为电感寄生电阻与输出端负载电阻比值为0.001时）。
18.当d《0.9033 时，本发明的电压转换比高于传统开关升压电路。特别是当d在0.6-0.8时输出电压远大于传统结构，可以获得16的转换比，可以应用于高增益的输出电压场景。在实际电路中，d通常小于0.8。因此在考虑电感电阻的影响下，本发明可以获得最高16的转换比，而传统结构仅能获得5，本发明是传统结构的3.2倍。
19.在实际电路实现中，占空比d大于0.9是难以实现的，因此传统直流开关升压变换器最大升压能力有限，而本发明可以在开关占空比d在0.6-0.8时即输出很高的输出电压，如图5所示，因此可以应用于高增益的输出电压场景，同时相较于传统的直流开关升压变换器在升压能力上有较大提升。
20.上述说明示出并描述了本发明的一个优选实施例，但如前所述，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述发明构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。