新型双端有源混合桥变换器拓扑结构的制作方法

1.本发明涉及dc-dc变换器技术领域，特别涉及一种双端有源混合桥变换器。


背景技术：

2.随着能源的不断减少，人们对能源的需求却日益增加，对能源的保护和充分利用越来越得到人们的重视，其中电能是我们生活中运用最广泛的一种能量。在实际生活中，电能流动的各个系统之间有不同的最佳电压工作点，在该点附近时各系统能够更好的工作，电路会有更高的效率，也能让整个系统有更好的性能，同时能工作更长的时间。然而，往往这些电能流动的各个系统有不同的最佳电压工作点，为了更好的利用电能，在各个系统间加上合适的电压变换器是很有必要的。
3.相比于单向dc-dc变换器，双向dc-dc变换器适用于有能量双向流动的场合。双向dc-dc变换器最开始提出就是在存在能量双向流动的场合，为了将充电器、放电器结合在一起，从而简化电路结构，减轻变换器重量，降低成本并提高电路的可靠性。双向变换器实际上是一个“一机两用”的电路，充电、放电时共用一套主电路，通过控制开关的驱动信号来控制能量的双向传输。
4.由于双向dc-dc变换器能量双向传递的特性，其与储能单元搭配起来构成的系统被广泛应用于许多热门领域，比如：多能源混合发电系统，分布式发电，电动汽车等，其主要工作原理为：当能量充足时，双向dc-dc变换器将多余的能量传输到储能系统中存储起来；当能量不足时，双向dc-dc变换器将不足的能量用储能系统中能量补足，从而实现能量的充分利用，保证类似可再生能源这样具有间歇性、随机性的发电源也可以提供稳定的电能。
5.双向dc-dc变换器按照是否含有隔离型变压器可以分成非隔离型双向dc-dc变换器和隔离性双向dc-dc变换器。由于非隔离型双向dc-dc变换器没有隔离变压器，输入输出之间不隔离，而且由于没有变压器变比，输入输出电压比不能过大，因此隔离型变压器在实际应用中更加广泛。
6.最典型的一种隔离型双向dc-dc变换器是双端有源桥式dc-dc变换器，其电路左右两端都是全桥结构。由于这种变换器控制简单，结构对称，所以被广泛应用在各个场合。但是，双端有源全桥变换器并不适用于宽输入电压范围的场合。
7.因而现有隔离型双向dc-dc变换器拓扑结构还有待改进和提高。


技术实现要素：

8.针对现有技术中存在的不足，本发明提供了一种新型双端有源混合桥变换器拓扑结构，旨在解决隔离型双向dc-dc变换器应用于宽电压范围、宽软开关范围、高电压应力、高功率场合的技术问题。
9.本发明的目的是这样实现的：一种新型双端有源混合桥变换器拓扑结构，包括三电平电路、半桥电路、主控制板电路、隔直电容c、交变电感l、高频变压器；
10.其中，所述三电平电路、隔直电容c、交变电感l连接在高频变压器的原边，半桥电
路连接在高频变压器的副边。
11.作为本发明的进一步限定，所述三电平电路由直流电压源v1通过左侧桥臂的两个电容c
11
、c
12
与右侧桥臂的四个开关管s1～s4相连，两个电容c
11
、c
12
串联后接直流电压源v1两端，四个开关管s1～s4顺序串联后接直流电压源v1两端，两个电容c
11
、c
12
之间的电极点与开关管s2、s3之间的电极点电连接。
12.作为本发明的进一步限定，所述右侧上桥臂中开关管s1、s2的中点a与右侧下桥臂中开关管s3、s4的中点b之间的电压差为v
ab
，所述三电平电路能够产生四种开关组合1～4，所述四种开关组合能产生v1,v1/2,0三个电压电平；
13.所述开关组合1为所述开关管s1、s4导通，所述开关管s2、s3关断，产生的电压电平v
ab
为v1；
14.所述开关组合2为所述开关管s1、s3导通，所述开关管s2、s4关断，产生的电压电平v
ab
为v1/2；
15.所述开关组合3为所述开关管s2、s4导通，所述开关管s1、s3关断，产生的电压电平v
ab
为v1/2；
16.所述开关组合4为所述开关管s2、s3导通，所述开关管s1、s4关断，产生的电压电平v
ab
为0。
17.作为本发明的进一步限定，所述半桥电路包括输出端电压源v2通过右侧桥臂的两个电容c
21
、c
22
与左侧桥臂的两个开关管q1、q2相连，右侧桥臂的两个电容c
21
、c
22
串联后接输出端电压源v2两端，左侧桥臂的两个开关管q1、q2串联后接输出端电压源v2两端，左侧桥臂中两个开关管q1、q2的中点c与右侧桥臂中两个电容c
21
、c
22
的中点d之间的电压差为v
cd
。
18.作为本发明的进一步限定，所述交变电感l包含了变压器漏感，所述交变电感l用于变换器能量的存储和双向传输，所述变压器用于隔离和降低变压器两侧电压的电压差，所述三电平电路中ab两点间的电压经过隔离电容后的电压为v
ab
，所述半桥电路中cd两点间的电压折算到原边侧的电压为v
cd
。
19.作为本发明的进一步限定，根据隔直电容的工作特性，在本发明的变换器中，所述隔直电容c会将直流电压v
ab
减去一个几乎固定的值，当所述隔直电容c足够大时，可以将所述隔直电容上的电压降看作固定值，最后得到0轴上下面积相等的电压波形v
ab
。当所述开关组合1和开关组合4在一个周期的时间相同时，隔直电容上的电压降为v1/2，有v
ab
＝v
ab-v1/2。故有：开关组合1时，v
ab
＝v1/2；开关组合2时，v
ab
＝0；开关组合3时，v
ab
＝0；开关组合4时，v
ab
＝-v1/2。在一个周期中，当开关组合1和开关组合4时间相同，开关组合2(3)时间为零时，双端有源混合桥变换器最后的等效电路和移相控制下双端有源全桥变换器的等效电路相同。在一个周期中，当开关组合1和开关组合4的时间相同，开关组合2/3时间不为零且开关组合1和开关组合4之间的时间间隔始终不变时，本发明所述双端有源混合桥变换器最后的等效电路和单pwm加移相控制下双端有源全桥变换器的等效电路相同。
20.作为本发明的进一步限定，所述主控制板电路包括数字控制芯片、驱动单元，数字控制芯片通过驱动单元分别驱动四个开关管s1～s4、两个开关管q1、q2工作，控制方式为单pwm加移相控制。
21.作为本发明的进一步限定，所述单pwm加移相控制指的在移相控制的基础上增加了双端有源混合桥变换器左侧电路产生方波的占空比d1；三电平电路中ab两点间的电压经
过隔离电容后的电压v
ab
和半桥电路中cd两点间的电压折算到原边侧的电压v
cd
之间的移相角对应的占空比为电压周期为ts，高频变压器的原副边电压比为m，保证既可满足传输功率要求又可保证系统产生的无功功率尽可能小，即将移相角控制在-0.5到0.5之间工作。具体为选定最小电感电流有效值为优化目标，采用线性控制，在软开关的范围内找到d1之间的确切优化关系表达式，根据该表达式对d1、进行控制使得变换器工作的曲线在设定区域内，就可以实现全负载范围内所有开关管的软开关。
22.通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，本发明所提供的新型双端有源混合桥变换器拓扑结构在改进的驱动方式下，既能在宽输入电压范围工作，又解决了三电平电路存在的切换点问题。
附图说明
23.为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
24.图1是双端有源混合桥变换器的主电路拓扑结构示意图。
25.图2是两周期组合驱动方式开关组合示意图。
26.图3是采用两周期组合驱动方式波形图。
27.图4是采用单pwm加移相控制时传输功率标幺值p
0*
随移相角的变化曲线图。
28.图5是采用单pwm加移相控制时所有开关管实现零电压开通zvs的功率范围图。
具体实施方式
29.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
30.图1为双端有源混合桥变换器的主电路拓扑结构示意图，双端有源混合桥变换器的主电路拓扑结构包括双端有源混合桥变换器1、三电平电路2、半桥电路3、主控制板电路4、隔直电容5、交变电感6、高频变压器7，其中，三电平电路2由直流电压源v1通过三电平电路左侧桥臂的两个电容c
11
、c
12
与三电平电路右侧桥臂的四个开关管s1～s4相连组成；半桥电路3由输出端电压v2通过半桥电路右侧桥臂的两个电容c
21
、c
22
两个开关管与半桥电路左侧桥臂的两个开关管q1、q2相连组成；主控制板电路采用的芯片为dsp2812。
31.在图1主电路拓扑结构中，双端有源混合桥变换器右侧为半桥电路，右侧半桥电路不存在中点电位不平衡的情况，双端有源混合桥变换器右侧开关管s1～s4导通状况对双端有源混合桥变换器左侧桥臂的两个隔直电容c
11
、c
12
充放电状态的影响可以用电感电流的方向表示，在此为简化分析，不考虑右侧电路的实际工作状况，只分析电感电流方向确定、驱动信号确定时左侧电容c
11
、c
12
的充放电状态。对于开关组合1、4这两种情况，没有中点电
位不平衡的问题。对于开关组合2、3这两种情况，存在中点电位不平衡的问题。
32.考虑到中点电位平衡、开关管开关损耗、开关管导通损耗、开关管切换的问题，对四种开关组合情况的单周期驱动方式进行组合，如图2所示为两周期组合驱动方式开关组合示意图，在图2驱动方式开关组合示意图中，v
ab
是三电平电路中ab两点间的电压经过隔离电容后的电压，a1～a8是八个不同的工作模态区间，工作模态区间采用的开关组合方式为开关组合方式2和3，开关组合方式对应的时间为两个开关周期。
33.图3是根据图2绘制的两周期组合驱动方式的波形，d1是开关组合方式1的占空比，ts是开关周期，两周期组合驱动方式满足中点电位平衡和导通损耗平衡，且不会产生电压尖峰。
34.图4是采用单pwm加移相控制时传输功率标幺值p
0*
随移相角的变化曲线图，双端有源混合桥变换器的控制方式为单pwm加移相控制，即在移相控制的基础上增加了双端有源混合桥变换器左侧电路产生方波的占空比d1，三电平电路中ab两点间的电压经过隔离电容后的电压v
ab
和半桥电路中cd两点间的电压折算到原边侧的电压v
cd
之间的移相角对应的占空比为(电压周期为ts)，高频变压器的原副边电压比为m，在正向功率传输的情况下，d1，的不同组合可以得到三种不同的电压模式和电流波形，把这三种情况称为pattern a、pattern b和pattern c，这三种情况下，d1，的关系为：
[0035][0036][0037][0038]
定义功率基准p
base
＝v
ab2
/8lfs，可以得到采用单pwm加移相控制时传输功率标幺值p
0*
的表达式为：
[0039]
[0040][0041][0042][0043][0044][0045]
功率传输时的分界处采用单pwm加移相控制时传输功率标幺值p
0*
的表达式为：
[0046][0047]
根据传输功率标幺值p
o*
和移相角电压比m、左侧pwm波占空比d1的关系，绘制单pwm加移相控制时传输功率标幺值p
0*
随移相角的变化曲线图如图4所示，根据功率分界线划分为a、b、c三块区域，分别表示三种工作模式工作的范围，移相角的正负决定功率传输的方向。
[0048]
当d1、m确定时，在时，传输功率随移相角的增大而增大；当和时，传输功率随着移相角的增大而减小；当或者时，传输功率最大。当d1确定时，传输功率的大小随m成比例变化；当d1＝1时，传输功率的标幺值取最大值m。当m确定时，传输功率随着d1的增大而增大，当d1＝1时取到最大值。
[0049]
结合图4中由传输功率标幺值p
o*
和移相角电压比m、左侧pwm波占空比d1的关系可知，保证既可满足传输功率要求又可保证系统产生的无功功率尽可能小，即实际实验和应用中应将移相角控制在-0.5到0.5之间工作，故只用分析pattern a，pattern b时的软开关情况，由软开关条件和功率表达式，可得：
[0050]
[0051]
依据表达式vi绘制如图5所示的采用单pwm加移相控制时所有开关管实现零电压开通zvs的功率范围图，图5中阴影部分即为软开关范围，可以看出只要对d1、进行合理控制使得变换器工作的曲线在阴影区域内，就可以实现全负载范围内所有开关管的软开关。
[0052]
显然，本发明提供的新型双端有源混合桥变换器拓扑结构在采用单pwm加移相控制时，只要对移相角和电感左侧电压v
ab
的占空比d1进行合理控制，就能实现任意电压比下全负载范围的软开关，在一定程度上为现在市面大多数双端变换器不适用于宽输入电压范围的场合这一问题提供了一种新的解决思路。
[0053]
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。