一种H桥级联型STATCOM直流侧电压二倍频波动抑制方法

一种h桥级联型statcom直流侧电压二倍频波动抑制方法
技术领域
1.本发明应用于电力电子控制领域，主要涉及一种具有复用buck型拓扑的三相级联h桥变换器有源功率解耦策略。


背景技术：

[0002][0003]
级联h桥变换器作为多电平拓扑，常被用在高电压场合，实现高压交流到中压直流的变换，与其他的多电平拓扑相比，该变换器具有以下优点：高度模块化、结构简单、输出同样的电平数所需的功率器件少、模块发生故障，易于实现故障切换。
[0004]
直流侧二次功率脉动是单相变换器存在的固有问题，近年来引起了研究人员的广泛关注。该波动功率在直流侧表现为电容电压存在较大的二次纹波。在光伏发电领域，二次脉动功率的存在会直接影响最大功率点跟踪；在微电网中的储能系统中，二次脉动功率会产生脉动电流，对储能单元造成大量无功损耗，寿命显著降低。级联h桥变换器作为单相变换器的扩展拓扑，也存在直流侧二次功率脉动问题目前，抑制直流侧二次功率脉动的方法主要有三种：无源功率解耦、有源功率解耦、控制策略优化。无源功率解耦通过向直流母线上并联容量较大的电解电容，吸收直流侧二次功率脉动；这种波动抑制方案具有高功率密度、低成本且易于实现等特点，因此被广泛使用，但是同时也存在明显不足：二次脉动电流流过电解电容后，造成电容内部温度升高，电解液随着温度升高会逐渐蒸发，使系统的寿命减少，可靠性降低。有源功率解耦方案在原有的h桥拓扑的基础上，添加额外的功率器件与无源器件，为二次功率提供单独的回路，使流向负载的功率为恒定值，该方案波动抑制效果明显，且由于直流侧电压波动被抑制，可以使用薄膜电容替换铝电解电容，提高了系统可靠性。优化控制策略方案可以避免对原有的电路拓扑进行改造，但电压波动抑制效果一般，且易对电网电能质量造成影响。
[0005]
有源功率解耦方案虽然能够较大幅度的抑制直流侧电压波动，但同时需要增加额外的功率器件，硬件电路成本增加，为了解决这个问题，已经有部分学者提出了改进方案：在原有的级联h桥拓扑的基础上进行改进，将功率解耦回路的功率器件与第二桥臂功率器件进行复用，只需添加两个无源器件就能完成对直流侧二次脉动功率的吸收，但该方案控制复杂度增加，且参数设计困难，此外开关复用型功率解耦方案目前主要集中在单相单h桥模块拓扑中，对三相多模块级联h桥变换器的复用型功率解耦策略研究较少。


技术实现要素：

[0006]
为了解决上述问题，本发明将提供一种含有开关复用型buck拓扑三相级联h桥变换器新型有源功率解耦策略，利用所提控制方法，抑制各相各模块直流侧电压的二次波动，同时可以降低系统硬件成本，进一步提高整个系统的功率密度。
[0007]
本发明采用的具体技术方案如下：
[0008]
本发明提供一种含有复用型buck拓扑的三相级联h桥变换器新型有源功率解耦策
略，包括以下步骤：
[0009]
s1，搭建含有开关复用型buck电路的级联h桥变换器，其中电路为三相星形连接，每一相都由n个h 桥子模块构成，每个子模块均由4个开关器件、1个解耦电容、1个解耦电感以及1个滤波电容组成；
[0010]
s2，基于解耦电容电压反馈获得有功电流参考，无功电流参考置为零，实现单位功率因数运行；
[0011]
s3，基于级联h桥变换器电流反馈，与前述电流参考经过前馈解耦控制与坐标变换获得三相初始电压调制信号；
[0012]
s4，取三相直流侧电压均值，基于各相相内直流侧电压总和进行反馈，得到用于相间均衡的功率偏移量，经过坐标变换后，对注入的零序电压幅值和相位进行计算，并与前面所得到的三相调制信号叠加；
[0013]
s5,对所述一相中任意一个h桥子模块，基于相内各模块直流侧电压均值与各h子模块反馈的直流侧电压、注入零序电压后的各相调制信号、电网电压与解耦电容电压获得h桥第一桥臂调制信号，基于所述的第一桥臂调制信号，对所述的第一桥臂采用移相载波调制，实现交流-直流的功率传送；
[0014]
s6，基于所述的任意h桥子模块直流侧电压均值与直流侧电压反馈，获得解耦电容的电流给定，基于所述解耦电容的电流给定与交流侧电流，获得解耦电感电流的给定；
[0015]
s7，在所述一相任意一个h桥子模块中，基于所述的解耦电感的电流给定、解耦电容电压与解耦电感电流反馈，获得所述h桥子模块第二桥臂的调制信号，基于所述第二桥臂的调制信号，对所述第二桥臂采用移相载波调制，实现二倍频电压波动抑制，减小直流母线电容容值。
[0016]
优选地，所述的每个h桥子模块的拓扑结构：
[0017]
左侧由两个开关管组成，构成第一桥臂，基于所述的第一桥臂中点通过网侧滤波电感与交流侧相连；右侧两个开关管构成第二桥臂，所述第二桥臂中点通过解耦电感与交流侧相连，两桥臂共同实现交-直流功率变换。
[0018]
其中，所述的第二桥臂中点除了通过解耦电感与交流侧相连之外，同时又通过解耦电容与直流母线负端相连，构成功率解耦回路，吸收二次功率脉动。
[0019]
优选地，所述s2中的有功电流参考的生成方法为：
[0020]
求取所述的三相各模块解耦电容电压均值作为反馈量，与解耦电容电压给定值作差，经过pi控制器输出，获得所述的有功电流参考。
[0021]
优选地，所述s4中的注入零序电压的幅值和相位计算方法为：
[0022]
求取三相反馈的h桥子模块直流侧电压均值，并作为给定与所述的一相中各h桥子模块直流侧电压作比较，得到的电压误差经过pi控制器输出功率偏移量，基于所述的功率偏移量可以求得注入零序电压的相位与幅值，实现相间电压均衡。
[0023]
优选地，所述s5中的h桥第一桥臂调制信号生成方法为：
[0024]
基于相内各模块直流侧电压均值与各模块直流侧电压的差，经过pi控制器的输出与反馈的交流侧电流相乘，与s4所述的三相调制信号叠加，随后将所述的交流电压与叠加后的调制信号作差，最后叠加所述的解耦电容电压，获得所述的h桥子模块第一桥臂的调制信号，实现相内电压均衡。
[0025]
优选地，所述s6中的解耦电感给定的生成方法为：
[0026]
将所述反馈的相内直流侧电压均值与所述各模块直流侧电压的差值输入pi控制器后获得所述输出参考解耦电容的电流反相参考，基于所述的解耦电容电流的反相参考与交流侧电流作差，获得所述的解耦电感电流参考。
[0027]
优选地，所述s7中的h桥第二桥臂调制信号生成方法为：
[0028]
基于所述的电感电流参考与反馈的解耦电感电流的差，输入到pi控制器中，并将反馈的解耦电容电压与控制器输出作差，利用直流侧电压对调制信号归一化后，得到第二桥臂的调制信号，实现二次功率脉动抑制。
[0029]
优选地，所述s7中实现pwm输出的方法为：
[0030]
所述的第一桥臂或第二桥臂两个开关管，当调制信号大于三角载波时，令上开关管导通，下开关管关断；当调制信号小于或者等于所述三角载波时，令下开关管导通，上开关管关断。
[0031]
本发明公开了以下技术效果：
[0032]
1)本发明在不增加功率开关管的前提下，基于有源功率解耦技术，可大幅降低h桥级联型statcom直流侧电压二倍频波动，将波动降低至
±
2v以内，h桥直流侧只需一个很小的薄膜电容，实现了在较好抑制二倍频波动的同时减小装置体积，降低成本；
[0033]
2)本发明结合了级联多电平技术、有源功率解耦技术和三相分相独立控制技术，在保证传统级联h桥多电平技术优势的同时，可大幅降低h桥直流侧电压二倍频波动，并且对三相不平衡电网具有较强的适应性，此外控制简单，实现容易。
附图说明
[0034]
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0035]
图1为传统h桥级联型statcom电路拓扑图；
[0036]
图2为本发明的h桥级联型statcom电路拓扑图；
[0037]
图3为本发明的h桥级联型statcom控制框架图；
[0038]
图4为本发明的h桥级联型statcom各个h桥模块直流侧电压波形；
[0039]
图5为传统h桥级联型statcom各个h桥模块直流侧电压波形；
[0040]
图6为本发明控制下的h桥级联型statcom各个h桥模块直流侧电压和辅助电容电压波形；
具体实施方式
[0041]
现详细说明本发明的多种示例性实施方式，该详细说明不应认为是对本发明的限制，而应理解为是对本发明的某些方面、特性和实施方案的更详细的描述。
[0042]
应理解本发明中所述的术语仅仅是为描述特别的实施方式，并非用于限制本发明。另外，对于本发明中的数值范围，应理解为还具体公开了该范围的上限和下限之间的每个中间值。在任何陈述值或陈述范围内的中间值以及任何其他陈述值或在所述范围内的中
间值之间的每个较小的范围也包括在本发明内。这些较小范围的上限和下限可独立地包括或排除在范围内。
[0043]
除非另有说明，否则本文使用的所有技术和科学术语具有本发明所属领域的常规技术人员通常理解的相同含义。虽然本发明仅描述了优选的方法和材料，但是在本发明的实施或测试中也可以使用与本文所述相似或等同的任何方法和材料。本说明书中提到的所有文献通过引用并入，用以公开和描述与所述文献相关的方法和/或材料。在与任何并入的文献冲突时，以本说明书的内容为准。
[0044]
在不背离本发明的范围或精神的情况下，可对本发明说明书的具体实施方式做多种改进和变化，这对本领域技术人员而言是显而易见的。由本发明的说明书得到的其他实施方式对技术人员而言是显而易见的。本技术说明书和实施例仅是示例性的。
[0045]
关于本文中所使用的“包含”、“包括”、“具有”、“含有”等等，均为开放性的用语，即意指包含但不限于。
[0046]
本发明中所述的“份”如无特别说明，均按质量份计。
[0047]
本发明提供一种h桥级联型statcom直流侧电压二倍频波动抑制方法,具体包括如下步骤：
[0048]
图2所示为本发明的h桥级联型statcom系统主电路拓扑，包括：三相电网、三相无功负载、三相滤波电感和三相级联n个buck复用型h桥，n≥2；其中buck复用型h桥包括：开关管s1～s4构成的h桥、一个解耦电感lr、两个薄膜电容cd和cr，cr经过lr接在h桥第二桥臂的中点构成双向buck电路，双向buck 电路与h桥第二桥臂实现开关管复用；双向buck电路基于有源功率解耦技术，将h桥直流侧二倍频波动功率转移到辅助电容cr，从而使得h桥直流侧电容cd上无功率波动，实现对h桥直流侧电压的二倍频波动抑制；其中，每一相中buck复用型h桥的第一桥臂中点与上一个h桥第二桥臂中点相连，每相第一个buck 复用型h桥的第一桥臂中点与滤波电感相连，最后一个buck复用型h桥的第二桥臂中点与其他两相最后一个buck复用型h桥的第二桥臂中点相连。对比图1的传统级联h桥statcom系统，只是每个h桥的直流侧多了一个辅助电容cr和一个解耦电感lr，没有增加额外的功率开关器件。
[0049]
本发明的h桥级联型statcom系统工作原理如下：
[0050]
本发明采用的控制整体上为分相独立控制，即三相独立控制。每一相的控制有两个目标，一是通过控制各个h桥模块的第一个桥臂的开通关断，以完成交直流侧的功率交换、实现无功补偿；二是通过控制各个h桥模块的第二个桥臂的开通关断，以实现有源功率解耦，消除直流侧电压二倍频波动。三相之间分开控制，采用基于给定电流零序分离法和给定电压零序分离法相结合的分相独立控制技术，每一相有独立的直流侧电压控制器、输出电流控制器、辅助电容电压控制器和解耦电流控制器。
[0051]
理想情况下，三相各h桥模块元器件参数相同，控制原理类似，不同之处在于各相参考的电网角度不一样，b相滞后a相120
°
，c相滞后b相120
°
。所以为简化分析，这里只对其中的一相为例进行控制原理的推导分析。不考虑变换器的有功损耗，则并网点电压和statcom输出电流表达式可表示为：
[0052]
e1：
[0053]
其中，u
sx
、i
ox
分别为的u
sx
和i
ox
的幅值，θ
x
为u
sx
的初相角，φ为x相输出电流i
ox
相对
于该相并网点电压u
sx
的角度，补偿感性负载时，φ＝π/2，补偿容性负载时，φ＝-π/2；这样，交流侧的瞬时功率可表示为：
[0054]
e2：
[0055]
由e2可以看出statcom的交流侧瞬时功率中包含着二倍频波动成分，根据能量守恒，该波动功率传递到h桥直流侧以后就会导致h桥直流侧电压有二倍频波动，为了抑制h桥直流侧电压二倍频波动，需要将这部分波动功率转移至辅助电容c
rxj
上，这样辅助电容c
rxj
上的电压最终被调制成：
[0056]
e3：u
cxj
＝u
c0
u
c sin(2ωt δ
x
)
[0057]
其中，u
c0
是电压u
cxj
的直流成分，uc是u
cxj
交流部分的幅值，δ
x
是交流部分相对于x相电网电压的初相角。这样两电容和解耦电感lr上的电流可表示为：
[0058]
e4：
[0059]
根据e3、e4可计算出x相直流侧瞬时功率为：
[0060]
e5：
[0061]
由e5可以看到，此时直流侧功率中包含着二次波动成分和四次波动成分，其二次波动成分可以用于平衡e2中的交流部分，从而抑制h桥直流侧电压二倍频波动；此外，还可以发现e5中引入了额外的四次波动功率，这可以通过在解耦电流给定值提取环节加入4倍频pr控制器予以消除。
[0062]
为了消除h桥直流侧二倍频电压，令e5中的二次波动部分与e2的二次波动部分相等，同时考虑理想情况下各个辅助电容值相等，即c
rxj
＝c，可解得：
[0063]
e6：
[0064]
结合e6和e3，将h桥的辅助电容电压调制成e3所示的形式即可实现有源功率解耦，消除h桥直流侧电压二倍频波动。
[0065]
图3为本发明的h桥级联型statcom系统控制框架图，即本发明的h桥级联型statcom系统控制方法，具体实现包括如下步骤：
[0066]
步骤1：对x(x＝a,b,c)相各个buck复用型h桥的第一桥臂进行控制，以实现交直流侧功率交换；
[0067]
步骤2：对x相各个buck复用型h桥的第二桥臂进行控制，以实现有源功率解耦，对h桥直流侧电压二倍频波动进行抑制。
[0068]
进一步的，所述步骤1中x相各个buck复用型h桥的第一桥臂控制方法为：
[0069]
对x相的输出电流i
ox
进行控制生成该相的输出参考电压u
ox
，根据u
ox
、相内电压均衡控制的结果δu
xj
(j＝1,2,
…
,n)以及第二桥臂的调制波u
ox2j
得到各个h桥第一桥臂的调制波u
ox1j
，根据u
ox1j
，基于载波移相调制技术，对该相各个h桥的第一桥臂进行驱动。
[0070]
进一步的，所述步骤2中x相各个buck复用型h桥的第二桥臂控制方法为：
[0071]
对x相各个h桥的解耦电感电流i
lrxj
进行控制得到第二桥臂的调制波u
ox2j
，根据u
ox2j
利用载波移相调制技术对x相各个h桥的第二桥臂进行驱动。
[0072]
进一步的，所述得到x相各个h桥第一桥臂调制波u
ox1j
的具体方法为：
[0073]
将x相的输出电流i
ox
与其给定值i
ox*
作差，差值送入准pr控制器，准pr控制器的输出再与该相电网电压u
sx
作差后进行零序电压分离得到u
ox
；将x相各个h桥直流侧电压u
dcxj
与该相直流侧电压均值u
dcxv
作差，差值经过p控制器以后再与i
ox
的sign值相乘得到δu
xj
；将u
ox
、δu
xj
相加以后除以各个h桥直流侧电压 u
dcxj
，得到的结果再加上u
ox2j
即可得到该相各个h桥的第一桥臂调制波u
ox1j
。
[0074]
进一步的，所述得到x相各个h桥第二桥臂调制波u
ox2j
的具体方法为：
[0075]
对x相各个h桥辅助电容电压的均值u
cxv
进行pi控制，各个h桥直流侧电流均值i
dcxv
经过多pr控制器，将pi控制器和多pr控制器的输出之和作为各个h桥解耦电流的给定值将和与该相第j个 h桥模块解耦电流i
lrxj
作差，差值经过多pr控制器，多pr控制器的输出再除以各个h桥直流侧电压u
dcxj
，即可得到h桥第二桥臂调制波u
ox2j
。
[0076]
进一步的，所述得到x相输出电流参考值i
ox*
的具体方法为：
[0077]
对x相各个h桥直流侧电压均值u
dcxv
进行pi控制，将pi控制器输出结果乘以该相电网角度的正弦值得到i
ox
给定值的有功部分i
dx*
；对x相负载电流进行无功提取得到i
ox
给定值的无功部分i
lqx
；将i
dx*
和i
lqx
相加得到i
rx
；对三相的i
ra
、i
rb
和i
rc
求平均值，再将平均值乘以-1即可得到各相的零序电流i
zx
；将i
zx
叠加到i
rx
上即可实现给定电流的零序分离，从而得到i
ox*
。
[0078]
进一步的，所述所述零序电压分离得到x相输出参考电压u
ox
的具体方法为：
[0079]
x相电网电压u
sx
减去该相电流控制器的输出结果得到u
rx
，对三相的u
ra
、u
rb
和u
rc
求平均值，再将平均值乘以-1即可得到各相的零序电压u
zx
；将u
zx
叠加到u
rx
上即可实现给定电压的零序分离，从而得到u
ox
。
[0080]
依据上述流程进行控制方法设计，利用matlab/simulink进行仿真实验，验证本发明的有效性，仿真参数如表1所示：
[0081]
表1仿真参数
[0082][0083]
图4给出了本发明的h桥级联型statcom系统各个h桥模块直流侧电压波形，可以看出在本发明方法的控制下三相直流侧电压相等，同时直流侧电压的二倍频波动被抑制，直流侧电压波形基本呈一条直线，只有大约2v的高次谐波；图5给出了传统级联h桥statcom各个h桥模块直流侧电压波形，可以看出此时三相直流侧电压达到均衡状态，三相直流侧电压
均值相等，但是存在较大的二倍频波动，波动值约为70v；图6给出了本发明的h桥级联型statcom系统各个h桥模块直流侧电压和辅助电容电压，可以看到由于级联h桥直流侧的波动功率被转移至辅助电容cr上，所以辅助电容电压含有二倍频波动，直流侧电压几乎无波动，实现了直流侧电压低频纹波的抑制。