双向开关转换器及其操作方法、电子设备与流程

双向开关转换器及其操作方法、电子设备
1.相关应用的交叉引用
2.本技术要求于2021年2月8日在韩国知识产权局提交的韩国专利申请第10-2021-0017870号和于2021年10月22日在韩国知识产权局提交的韩国专利申请第10-2021-0141981号的优先权，其公开内容通过引用整体结合于此。
技术领域
3.本发明的概念涉及转换器，更具体地，涉及双向开关转换器和/或双向开关转换器的操作方法。


背景技术：

4.随着电子技术的发展，已经使用了各种类型的电子设备。移动电子设备可以由包括在其中的电池设备驱动。根据电子设备功耗的增加，电池容量已经增加，因此，电池可以根据充电器提供的电压幅度以各种速度充电，例如快速充电方法或一般充电方法。


技术实现要素：

5.本发明概念提供了一种双向开关转换器，其能够实时跟踪电感器电流为零的时间点。
6.根据本发明构思的一个方面，提供了一种双向开关转换器，包括：将输入电压节点连接到开关节点的第一功率mosfet；将开关节点连接到接地节点的第二功率mosfet；以及零电流检测(zcd)自动校准电路，被配置为执行根据操作模式产生用于改变第一功率mosfet的导通时间的第一偏移的操作和根据操作模式产生用于改变第二功率mosfet的导通时间的第二偏移的操作中的一个，其中zcd自动校准电路可以基于开关节点的电压的差分值和正向偏置检测结果来改变第一偏移的值和第二偏移的值中的一个。
7.根据本发明构思的另一方面，提供了一种电子设备，包括：电池；双向开关转换器；第一接口，向电池提供从外部设备提供的电力；以及向外部设备提供来自电池的电力输出的第二接口。该双向开关转换器包括：将输入电压节点连接到开关节点的第一功率mosfet；将开关节点连接到接地节点的第二功率mosfet；以及零电流检测(zcd)自动校准电路，被配置为执行根据操作模式产生用于改变第一功率mosfet的导通时间的第一偏移的操作和根据操作模式产生用于改变第二功率mosfet的导通时间的第二偏移的操作中的一个。其中zcd自动校准电路可以基于开关节点的电压的差分值和正向偏置检测结果来改变第一偏移值和第二偏移值之一。
8.根据本发明构思的另一方面，提供了一种操作双向开关转换器的方法，包括：设置初始偏移；识别双向开关转换器的操作模式；根据所识别的操作模式，确定在第一功率mosfet的第一端子和第二端子之间或者在第二功率mosfet的第一端子和第二端子之间是否检测到正向偏置电压；以及当没有检测到正向偏置电压时，确定开关节点的电压的差分值的绝对值是否大于阈值。其中第一功率mosfet可以将输入电压节点连接到开关节点，并
且第二功率mosfet可以将开关节点连接到接地节点。
附图说明
9.从以下结合附图的详细描述中将更清楚地理解本发明概念的实施例，其中:
10.图1是示意性示出根据本发明构思的示例性实施例的包括充电器集成电路的电子设备的框图；
11.图2是根据本发明构思的示例实施例的双向开关转换器的示意图；
12.图3a是示出根据本发明构思的示例实施例，当第二功率金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)截止的时间点早于降压模式下开关电流为零的时间点时的时序图；
13.图3b是示出根据本发明构思的示例实施例，当第二功率mosfet的截止时间晚于降压模式下开关电流为零的时间点时的时序图；
14.图4是示出根据本发明构思的示例实施例的操作零电流检测(zcd)自动校准电路的方法的流程图；
15.图5a是示出根据本发明构思的示例实施例的降压模式下zcd自动校准电路的操作的时序图；
16.图5b是示出根据本发明构思的另一示例实施例的降压模式下zcd自动校准电路的操作的时序图；
17.图6a是示出根据本发明构思的示例实施例的升压模式下zcd自动校准电路的操作的时序图；
18.图6b是示出根据本发明构思的另一示例实施例的升压模式下zcd自动校准电路的另一操作的时序图；
19.图7示出了根据本发明概念的示例实施例的检测开关节点的零电流的蒙特卡罗模拟结果；
20.图8示出了示出通过使用根据本发明构思的示例实施例的zcd自动校准电路获得的效率提高的曲线图；和
21.图9示出了根据本发明构思的示例实施例的zcd自动校准电路的另一示例。
具体实施方式
22.在下文中，将参考附图详细描述本发明概念的实施例。
23.图1是示意性示出根据本发明构思的示例性实施例的包括充电器集成电路的电子设备的框图。
24.参考图1，电子设备10可以包括充电器集成电路(ic)100和电池200。除此之外，电子设备10还可以包括主处理器和外围设备。例如，电子设备10可以包括移动设备，例如智能手机、平板个人计算机(pc)、蜂窝电话、个人数字助理(pda)、膝上型电脑、可穿戴设备、全球定位系统(gps)设备、电子书终端、数字广播终端、运动图像专家组(mpeg)第三层(mp3)播放器或数码相机。例如，电子设备10可以包括电动车辆。
25.电池200可以安装在电子设备10中。在一个实施例中，电池200可以从电子设备10上拆卸下来。电池200可以包括一个或多个电池单元。多个电池单元可以彼此串联或并联连接。当外部充电设备没有连接到电子设备10时，电池200可以向电子设备10供电。
26.充电器ic 100可以给电池200充电，并且可以被称为“电池充电器”。此外，充电器ic 100可以基于电池200中充电的电压向连接到充电器ic 100的外部设备(例如，有线接口或无线接口)供电。例如，充电器ic 100可以实现为集成电路芯片，并且可以安装在印刷电路板上。
27.充电器ic 100可以包括双向开关转换器110和充电控制器120。双向开关转换器110可以被实现为直流(dc-dc)转换器，并且可以通过降低或升高输入电压来产生输出电压。当降低双向开关转换器110的输入电压时，即，在降压转换操作期间，可以在第一方向上形成第一功率路径，并且当升高输入电压时，即，在升压转换操作期间，可以在与第一方向相反的第二方向上形成第二功率路径。
28.双向开关转换器110可以工作在降压模式(也称为降压单模式)、升压模式(或称为升压单模式)或降压-升压模式(也称为降压-升压组合模式)。
29.在降压模式中，双向开关转换器110可以通过第一开关操作执行降压转换操作来降低输入电压，并且可以基于降低的电压对电池200充电。
30.在升压模式下，双向开关转换器110可以通过第二开关操作执行升压转换操作来升高从电池200输入的电压，并且可以基于升高的电压向外部设备供电。
31.在降压-升压模式中，双向开关转换器110可以根据负载电流通过第三开关操作来执行降压转换操作或升压转换操作。在降压-升压模式中，双向开关转换器110可以给电池200充电或者向外部设备供电。
32.充电控制器120可以在双向开关转换器110的多个充电模式之间执行模式切换，例如降压模式、升压模式和降压-升压模式，并且可以控制双向开关转换器110的切换操作，使得输出电压的电压电平与多个充电模式中的目标电压电平相同或相似。
33.充电控制器120可以从双向开关转换器110接收感测电流和感测电压，并且可以基于感测电流和感测电压生成用于控制双向开关转换器110的每个充电模式中的开关操作的控制信号和开关信号切换。
34.在一些实施例中，充电器ic 100可以支持各种功能中的至少一种，例如欠压锁定(uvlo)功能、过流保护(ocp)功能、过压保护(ovp)功能、减少浪涌电流的软启动功能、折返电流限制功能、用于短路保护的启动暂停模式(hiccup mode)功能和过温保护(otp)功能，以便即使在省电条件下也能正常工作。
35.在一个实施例中，电子设备10可以支持有线充电和无线充电，并且可以包括用于有线充电和无线充电的第一电源接口310和第二电源接口320。在一个实施例中，第一电源接口310可以实现为有线电源接口，并且可以包括有线充电电路。第二电源接口320可以实现为无线电源接口，并且可以包括无线充电电路。
36.充电器ic 100可以从第一电源接口310接收第一输入电压chgin和/或从第二电源接口320接收第二输入电压wcin，并且可以在降压模式下基于第一输入电压chgin和/或第二输入电压wcin对电池200充电。
37.充电器ic 100可以基于升压模式下电池200的电压向第一电源接口310和/或第二电源接口320供电。
38.充电器ic 100可以从第一电源接口310接收第一输入电压chgin或从第二电源接口320接收第二输入电压wcin，基于第一输入电压chgin或第二输入电压wcin对电池200充
电，并且在降压-升压模式下基于第一输入电压chgin或第二输入电压wcin向第二电源接口320或第一电源接口310供电。可选地，充电器ic 100可以基于第一输入电压chgin和电池200的电压向第二电源接口320供电，或者可以基于第二输入电压wcin和电池200的电压向第一电源接口310供电。
39.例如，旅行适配器(ta)或辅助电池可以电连接到第一电源接口310。ta可以将110伏到220伏的交流电压(ac)(它们是商用电压，或者是从另一个电源(例如，计算机)提供的电压)转换成对电池200充电所需的dc电压，并将dc电压提供给电子设备10。充电器ic 100可以在降压模式下通过使用从ta、辅助电池等接收的第一输入电压chgin来给电池200充电或向第二电源接口320供电。
40.例如，移动(otg)设备(例如，otg通用串行总线(usb)设备等)可以连接到第一电源接口310，并且充电器集成电路310可以通过第一电源接口310向otg设备供电。在这种情况下，双向开关转换器310可以在升压模式下基于电池200的电压向otg设备供电，或者可以在降压模式下向otg设备供电，同时基于来自第二电源接口320的第二输入电压wcin对电池200充电。
41.如上所述，电子设备10支持有线和无线充电，并且充电器ic 100必须在包括降压模式、升压模式和降压-升压模式的多种充电模式下操作，以支持有线充电和/或无线充电、有线充电-无线电源和无线充电-有线电源，并且即使当输入电源不稳定时，稳定的无线电源或稳定的有线电源也需要降压模式、升压模式和降压-升压模式之间的无缝模式转换。
42.图2是根据本发明构思的示例实施例的双向开关转换器110的示意图。
43.参考图2，双向开关转换器110可以包括第一功率金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)210、第二功率mosfet 220、脉宽调制(pwm)控制器230和零电流检测(zcd)自动校准电路240。
44.根据实施例，pwm控制器230可以输出第一控制信号pwm_hs和第二控制信号pwm_ls。第一控制信号pwm_hs可以包括用于导通/截止第一功率mosfet 210的控制信号。第二控制信号pwm_ls可以包括用于导通/截止第二功率mosfet 220的控制信号。pwm控制器230可以响应于指示操作模式的模式信号mode来调节第一控制信号pwm_hs和第二控制信号pwm_ls之间的输出比。第一功率mosfet 210可以被称为高侧开关器件，第二功率mosfet 220可以被称为低侧开关器件。
45.zcd自动校准电路240可以实时调整用于检测开关节点lx的零电流的偏移值。zcd自动校准电路240可以基于开关节点lx的差分值和二极管检测器243的检测结果来减小或增大偏移值。
46.例如，当双向开关转换器110工作在降压模式时，第二功率mosfet 220可以在流经开关节点lx的开关电流i_ind为零之前截止。zcd自动校准电路240可以减小偏移值，以延迟第二功率mosfet 220截止的时间点。
47.在另一示例中，当双向开关转换器110在降压模式下操作时，第二功率mosfet 220可以在流经开关节点lx的开关电流i_ind为零之后截止。zcd自动校准电路240可以增加偏移值，以在第二mosfet 220截止时向上移动时间点。下面描述zcd自动校准电路240的详细操作。
48.根据实施例，zcd自动校准电路240可以进一步包括差分器241、比较器242和二极
管检测器243。差分器241可以对开关节点lx的电压值进行差分，并将结果值输出到比较器242。例如，可以通过对开关节点lx的电压值进行差分并取其绝对值来获得结果值。根据实施例，差分器241可以包括用于产生开关电流i_ind的差分电流的电容器、用于复制所产生的差分电流的镜像电路、以及用于将复制的差分电流转换成电压以便对开关节点lx的电压值进行差分的电阻器。
49.根据实施例，比较器242可以从差分器241接收差分值，并将该差分值与阈值进行比较。当结果值大于阈值时，比较器242可以向计数器244输出指示增加计数值的控制信号。当结果值小于阈值时，比较器242可以向计数器244输出指示保持计数值的控制信号。
50.根据实施例，二极管检测器243可以检测流经开关节点lx的开关电流i_ind的电流方向。在降压模式中，二极管检测器243可以比较开关节点lx的电压和接地节点的电压，以检测正向偏置电压是否被施加到开关节点lx和接地节点，开关节点lx和接地节点是降压模式中第二功率mosfet 220的两端(即，分别是第一端子和第二端子)。在升压模式中，二极管检测器243可以比较输入电压节点vin的电压和开关节点lx的电压，以检测是否正向偏置电压被施加到其上，输入电压节点vin和开关节点lx是第一功率mosfet 210的两端(即，分别是第一端子和第二端子)。二极管检测器243可以响应于正向偏置电压的检测产生用于减小偏移的控制信号，并将该控制信号发送到计数器244。
51.根据实施例，计数器244可以基于从差分器241和二极管检测器243接收的控制信号来调整偏移值。例如，计数器244可以在降压模式下操作时从比较器242接收上升控制信号。从比较器242接收的上升控制信号可以是请求增加偏移值的信号。计数器244还可以从二极管检测器243接收下降控制信号。下降控制信号可以是请求增加偏移值的信号。
52.根据实施例，zcd自动校准电路240可以接收模式信号mode，并根据操作模式输出调整后的偏移值。例如，当zcd自动校准电路240接收到指示降压模式的模式信号mode时，偏移值可以输出到降压比较器250。在另一个例子中，当zcd自动校准电路240接收到指示升压模式的模式信号mode时，偏移值可以被输出到升压比较器260。第一功率mosfet 210的导通比或截止比可以根据由升压比较器260基于开关节点lx执行的比较结果以及第一控制信号pwm_hs而变化。第二功率mosfet 220的导通比或截止比可以根据由降压比较器250基于开关节点lx和偏移值执行的比较结果以及第二控制信号pwm_ls而变化。第一功率mosfet 210和第二功率mosfet 220的导通比和截止比可以变化，因此，第一功率mosfet 210的截止时间和第二功率mosfet 220的截止时间也可以变化。
53.图3a是示出根据本发明构思的示例性实施例，当第二功率mosfet 220截止的时间点早于降压模式中开关电流i_ind为零的时间点时的时序图。
54.参考图3a，开关电流i_ind可以正向流动。正向可以是电流流向电池200的方向。当开关电流i_ind正向流动时，开关电流i_ind可以具有正值。当栅极信号gd_ls转变为逻辑低电平时，第二功率mosfet 220可以截止。检查信号可以在栅极信号gd_ls的下降沿产生。检查信号可以是施加到第二功率mosfet 220的栅极的脉冲信号。在产生检查信号的时间点，开关节点lx的电压可以根据开关电流i_ind的电流方向而变化。参考图3a，第二功率mosfet 220的栅极信号gd_ls可以在时间点t1转变为逻辑低电平，以产生检查信号。开关电流i_ind可以在时间点t 2为零。也就是说，第二功率mosfet 220可以在开关电流i_ind为零之前首先截止。在当第二功率mosfet 220截止时开关电流i_ind沿正向流动的情况下，开关电流i_
ind可以流过第二功率mosfet 220的体二极管。当开关电流i_ind流过第二功率mosfet 220的体二极管时，正向偏置二极管压降可能出现在开关节点lx。在时间点t3，zcd自动校准电路240可以减小偏移值，以延迟第二功率mosfet 220的栅极信号gd_ls转变为逻辑低电平的时间点。
55.图3b是示出根据本发明构思的示例实施例，当第二功率mosfet 220截止的时间点晚于降压模式中开关电流i_ind为零的时间点时的时序图。
56.参考图3b，开关电流i_ind可以反向流动。反向可以是电流从电池200流出的方向。反向流动时，开关电流i_ind可能为负值。参考图3b，第二功率mosfet 220的栅极信号gd_ls可以在时间点t4转变为逻辑低电平，以产生检查信号。开关电流i_ind可以在时间点t5为零。也就是说，第二功率mosfet 220可以在开关电流i_ind为零之后截止。在当第二功率mosfet 220截止时开关电流i_ind反向流动的情况下，开关节点lx的电压可能快速增加。因为开关节点lx的电压快速增加，所以开关节点lx的电压的差分值可能大到足以大于阈值。当开关节点lx的电压的差分值大于阈值时，zcd自动校准电路240可以增加偏移值，以使在第二功率mosfet 220的栅极信号gd_ls在时间点t3转变为逻辑低电平的时间点向上移动。
57.图4是示出根据本发明构思的示例实施例的操作zcd自动校准电路的方法的流程图。
58.参考图4，zcd自动校准电路240可以在操作410期间设置初始偏移值。初始偏移值可以是制造过程中的预设值。然而，制造过程的环境和操作环境可能根据过程、电压、温度(pvt)变化而变化。由于pvt变化，第二功率mosfet 220根据初始偏移值截止的时间点可能与开关电流i_ind为零的时间点不相同。此外，即使当pvt变化被消除时，根据完全充电状态下的电池200的电压和放电状态下的电池200的电压，根据初始偏移值第二功率mosfet 220截止的时间点可能与开关电流i_ind为零的时间点不相同。
59.在操作420中，zcd自动校准电路240可以确定操作模式是降压模式还是升压模式。例如，zcd自动校准电路240可以从充电控制器120接收模式信号mode。例如，当双向开关转换器110支持降压模式和升压模式时，模式信号mode可以是1位。zcd自动校准电路240可以识别当模式信号mode处于逻辑高电平时指示升压模式，而当模式信号mode处于逻辑低电平时指示降压模式。
60.在操作430中，当第一功率mosfet 210截止时，zcd自动校准电路240可以产生检查信号。在操作420中，zcd自动校准电路240可以确定升压模式。zcd自动校准电路240可以基于升压模式监控第一功率mosfet 210的导通/截止。当第一功率mosfet 210截止时，zcd自动校准电路240可以产生检查信号。检查信号可以包括用于激活差分器241以测量开关节点lx的电压的差分值的控制信号。
61.在操作435中，zcd自动校准电路240可以确定二极管检测器243是否检测到正向偏置电压。当第一功率mosfet 210截止的时间点早于开关电流i_ind为零的时间点时，开关电流i_ind可以流向二极管检测器243。因此，二极管检测器243可以检测正向偏置电压。在这种情况下，正向偏置电压可以是正电压。当检测到正向偏置电压时，计数器244可以减小偏移值。随着偏移值减小，第一功率mosfet 210首先截止的时间间隔可以减小。随着第一功率mosfet 210首先截止的时间间隔减小，二极管检测器243检测到的正向偏置电压也可以逐渐减小。当二极管检测器243没有检测到正向偏置电压时，zcd自动校准电路240可以前进到
操作440。
62.在操作440中，zcd自动校准电路240可以确定开关节点lx的电压的差分值是否大于阈值。例如，第一功率mosfet 210截止的时间点可以晚于开关电流i_ind为零的时间点。当第一mosfet 210截止时，开关电流i_ind可以流向电池200。当开关电流i_ind流入电池200以对电池200充电时，开关节点lx的电压可以降低。
63.因为开关电流i_ind是流经电感器的电流，所以流入电池200的开关电流i_ind的幅度可以取决于开关节点lx的电压降低的斜率的大小。也就是说，随着流入电池200的开关电流i_ind的幅度增加，开关节点lx的电压可以快速降低。当流入电池200的开关电流的幅度增加时，比较器242可以确定从差分器241输出的差分值大于阈值。在这种情况下，差分值可以是负值。当差分值的绝对值大于阈值时，计数器244可以增加偏移值。当偏移值由于开关电流i_ind为0直到第一功率mosfet 210截止而增加时，由于电感器和开关节点lx的寄生电容，开关节点lx的电压可以通过lc谐振缓慢降低。当开关节点lx的电压由于lc谐振而缓慢降低并且差分值的绝对值小于阈值时，计数器244可以保持偏移值。
64.在上述实施例中，描述了在操作435中首先由二极管检测器243确定是否检测到正向偏置电压，然后在操作440中由差分器241确定开关节点lx的电压的差分值是否大于阈值，但是本发明的概念不限于此。根据各种实施例，在操作440中，zcd自动校准电路240还可以首先确定差分值是否大于阈值，或者还可以同时执行操作435和操作440。
65.在操作450中，当第二功率mosfet 220截止时，zcd自动校准电路240可以产生检查信号。在操作420中，zcd自动校准电路240可以确定降压模式。zcd自动校准电路240可以基于降压模式监控第二功率mosfet 220的导通/截止。当第二功率mosfet 220截止时，zcd自动校准电路240可以产生检查信号。检查信号可以是用于激活差分器241以测量开关节点lx的电压的差分值的控制信号。
66.在操作445中，zcd自动校准电路240可以确定二极管检测器243是否检测到正向偏置电压。当第二功率mosfet 220在开关电流i_ind为零之前截止时，开关电流i_ind可以流向二极管检测器243。因此，二极管检测器243可以检测正向偏置电压。在这种情况下，正向偏置电压可以是负电压。当检测到正向偏置电压时，计数器244可以减小偏移值。随着偏移值减小，开关电流i_ind为零的时间点和第二功率mosfet 220截止的时间点之间的时间间隔可以减小。随着第二功率mosfet 220首先截止的时间间隔减小，由二极管检测器243检测到的正向偏置电压的幅度可以逐渐减小。当二极管检测器243没有检测到正向偏置电压时，zcd自动校准电路240可以前进到操作s460。
67.在操作460中，zcd自动校准电路240可以确定开关节点lx的电压的差分值是否大于阈值。例如，第二功率mosfet 220截止的时间点可以晚于开关电流i_ind为零的时间点。当第二功率mosfet 220截止时，开关电流i_ind可以从电池200输出。当开关电流i_ind从电池200输出以对电池200放电时，开关节点lx的电压可能增加。
68.因为开关电流i_ind是流过电感器的电流，所以从电池200输出的开关电流i_ind的幅度可以取决于开关节点lx的电压增加的斜率的大小。也就是说，随着从电池200输出的开关电流i_ind的幅度增加，开关节点lx的电压可能快速增加。当从电池200输出的开关电流i_ind的幅度增加时，比较器242可以确定从差分器241输出的差分值大于阈值。在这种情况下，差分值可以是正值。当差分值的绝对值大于阈值时，计数器244可以增加偏移值。当开
关电流i_ind为0并且偏移值增加直到第二功率mosfet 220截止时，由于电感器和开关节点lx的寄生电容，开关节点lx的电压可以通过lc谐振缓慢降低。当开关节点lx的电压由于lc谐振而缓慢降低并且差分值的绝对值小于阈值时，计数器244可以保持偏移值。
69.在上述实施例中，描述了在操作455中首先由二极管检测器243确定是否检测到正向偏置电压，然后在操作460中由差分器241确定开关节点lx的电压的差分值是否大于阈值，但是本发明的概念不限于此。根据各种实施例，在操作460中，zcd自动校准电路240还可以首先确定差分值是否大于阈值，或者还可以同时执行操作455和操作460。
70.图5a是根据本发明构思的示例实施例的降压模式下zcd自动校准电路240的操作的时序图。
71.参考图5a，双向开关转换器110可以工作在降压模式。偏移值可以表示为5位。例如，初始偏移值可以是“10000”。
72.当第二功率mosfet 220的栅极信号gd_ls响应于降压模式转变为逻辑低电平时，zcd自动校准电路240可以生成检查信号check来监控开关节点lx的电压变化以及二极管检测器243是否检测到正向偏置电压。如图5a所示，通过截止第二功率mosfet 220产生检查信号check的时间点可以早于开关电流i_ind为零的时间点。因为当产生检查信号check时开关电流i_ind反向流动，所以二极管检测器243不检测正向偏置电压。zcd自动校准电路240可以检查开关节点lx的电压的差分值。因为开关电流i_ind反向流动，所以开关节点lx的电压可以快速升高。随着反向的开关电流i_ind的幅度减小，开关节点lx的升压电压的斜率可以减小。zcd自动校准电路240可以检测到开关节点lx的电压的差分值大于阈值，并且生成将偏移值增加1的控制信号up，并且偏移值可以对应于增加1的10001。
73.当第二周期period2开始时，偏移值可以对应于10001，其增加1。因为偏移值增加，所以第二功率mosfet 220的栅极信号gd_ls保持逻辑高电平的时间长度可以短于第一周期period1。也就是说，第二功率mosfet 220在第二周期period2期间截止的时间点可以早于第二功率mosfet 220在第一周期period1期间截止的时间点。然而，在第二周期period2期间第二功率mosfet 220截止的时间点可能仍然晚于开关电流i_ind为零的时间点。因为第二功率mosfet 220保持逻辑高电平的时间长度缩短，所以反向流动的开关电流i_ind的最大幅度也可以减小。因为反向流动的开关电流i_ind的最大幅度减小，所以开关节点lx的电压在第二周期period2期间升高的斜率可以小于开关节点lx的电压在第一周期period1期间升高的斜率。然而，即使在第二周期period2期间，zcd自动校准电路240也可以检测到开关节点lx的电压的差分值大于阈值，并且生成用于将偏移值增加1的控制信号up，并且偏移值可以对应于增加1的10010。
74.当第三周期period3开始时，偏移值可以对应于相对于初始偏移增加2的10010。因为偏移值进一步增加，第二功率mosfet 220的栅极信号gd_ls在第三周期period3期间保持逻辑高电平的时间长度可以短于第二周期period2的时间长度。也就是说，第二功率mosfet 220在第三周期period3期间截止的时间点可以早于第二周期period2期间第二功率mosfet 220截止的时间点。例如，第二功率mosfet 220在第三周期period3期间截止的时间点可以与开关电流i_ind为零的时间点大致相同。因为第二功率mosfet 220保持逻辑高电平的时间长度减小，所以反向流动的开关电流i_ind的最大幅度也可以进一步减小。因为反向流动的开关电流i_ind的最大幅度减小，所以在第三周期period3期间开关节点lx的电压升高的
斜率可以小于在第二周期period2期间开关节点lx的电压升高的斜率。此外，由于电感器和开关节点lx的寄生电容引起的lc谐振，开关节点lx的电压可能缓慢增加。zcd自动校准电路240检测到开关节点lx的电压的差分值小于阈值，并且偏移值可以保持在10010的值而不增加。
75.图5b是根据本发明构思的另一示例实施例的降压模式下zcd自动校准电路240的操作的时序图。
76.参考图5b，双向开关转换器110可以工作在降压模式。偏移值可以表示为5位。例如，初始偏移值可以是10000。
77.当第二功率mosfet 220的栅极信号gd_ls响应于降压模式转变为逻辑低电平时，zcd自动校准电路240可以生成检查信号check来监控开关节点lx的电压变化以及二极管检测器243是否检测到正向偏置电压。如图5b所示，通过截止第二功率mosfet 220产生检查信号check的时间点可能晚于开关电流i_ind为零的时间点。因为当产生检查信号check时开关电流i_ind沿正向流动，所以二极管检测器243可以检测正向偏置电压。当施加检查信号check时，开关电流i_ind可以流向第二功率mosfet 220的体二极管。因此，正向偏置电压可以具有负值。例如，正向偏置电压可以是-0.7v。计数器244可以响应于从二极管检测器243接收到检测信号而减小偏移值。
78.当第五周期period5开始时，偏移值可以对应于减少1的01111。因为偏移值减小，所以第二功率mosfet 220的栅极信号gd_ls保持逻辑高电平的时间长度可以比第一周期period 1长。第二功率mosfet 220在第二周期period2期间截止的时间点可以晚于第二功率mosfet 220在第一周期period1期间截止的时间点。然而，在第二周期period2期间第二功率mosfet 220截止的时间点可能仍然早于开关电流i_ind为零的时间点。因此，当施加检查信号check时，开关电流i_ind可以流向第二功率mosfet 220的体二极管。正向偏置电压可以具有负值。例如，正向偏置电压可以是-0.4v。计数器244可以响应于从二极管检测器243接收到检测信号而进一步减小偏移值。
79.当第六周期period6开始时，偏移值可以对应于相对于初始偏移减少2的01110。因为偏移值进一步减小，第二功率mosfet 220的栅极信号gd_ls在第六周期period6期间保持逻辑高电平的时间长度可以短于第二周期period2的时间长度。也就是说，第二功率mosfet 220在第六周期period6期间截止的时间点可以早于第二功率mosfet 220在第五周期5期间截止的时间点。例如，第二功率mosfet 220在第六周期period6期间截止的时间点可以与开关电流i_ind为零的时间点大致相同。因此，当施加检查信号check时，可能检测不到正向偏置电压。计数器244可以响应于从二极管检测器243接收到指示未检测到正向偏置电压的控制信号来保持偏移值。
80.图6a是根据本发明构思的示例实施例的升压模式下的zcd自动校准电路240的操作的时序图。
81.参考图6a，双向开关转换器110可以工作在升压模式。偏移值可以表示为5位。例如，初始偏移值可以是“10000”。
82.当第一功率mosfet 210的栅极信号gd_hs响应于升压模式转变为逻辑低电平时，zcd自动校准电路240可以生成检查信号check，以监控开关节点lx的电压变化以及二极管检测器243是否检测到正向偏置电压。如图6a所示，通过截止第一功率mosfet 210产生检查
信号check的时间点可以早于开关电流i_ind为零的时间点。当产生检查信号check时，开关电流i_ind可以正向流动。在升压模式期间测量第一功率mosfet 210两端的二极管检测器243可能检测不到正向偏置电压。zcd自动校准电路240可以检查开关节点lx的电压的差分值。因为开关电流i_ind沿正向流动，所以开关节点lx的电压可能迅速下降。随着正向开关电流i_ind的幅度减小，开关节点lx的电压下降的斜率可以减小。zcd自动校准电路240可以检测到开关节点lx的电压的差分值大于阈值，并将偏移值增加1。
83.当第二周期period2开始时，偏移值可以对应于增加1的10001。因为偏移值增加，第一功率mosfet 210的栅极信号gd_hs保持逻辑高电平的时间长度可以短于第一周期period1。第一功率mosfet 210在第二周期period2期间截止的时间点可以早于第一功率mosfet 210在第一周期period1期间截止的时间点。然而，第一功率mosfet 210在第二周期period2期间截止的时间点可能晚于开关电流i_ind为零的时间点。因为第一功率mosfet 210保持逻辑高电平的时间长度减小，所以正向流动的开关电流i_ind的最大幅度也可以减小。因为正向流动的开关电流i_ind的最大幅度减小，所以开关节点lx的电压在第二周期period2期间下降的斜率可以小于开关节点lx的电压在第一周期period1期间下降的斜率。然而，即使在第二周期period2期间，zcd自动校准电路240也可以检测到开关节点lx的电压的差分值大于阈值，并将偏移值增加1。
84.当第三周期period3开始时，偏移值可以对应于相对于初始偏移增加2的10010。因为偏移值进一步增加，第一功率mosfet 210的栅极信号gd_hs在第三周期period3期间保持逻辑高电平的时间长度可以短于第二周期period2的时间长度。也就是说，第一功率mosfet 210在第三周期period3期间截止的时间点可以早于第一功率mosfet 210在第二周期period2期间截止的时间点。例如，第一功率mosfet 210在第三周期period3期间截止的时间点可以与开关电流i_ind为零的时间点大致相同。因为第一功率mosfet 210保持逻辑高电平的时间长度减小，所以正向流动的开关电流i_ind的最大幅度也可以进一步减小。因为正向流动的开关电流i_ind的最大幅度减小，所以开关节点lx的电压在第三周期period3期间下降的斜率可以小于开关节点lx的电压在第二周期period2期间下降的斜率。此外，由于电感器和开关节点lx的寄生电容引起的lc谐振，开关节点lx的电压可以缓慢降低。zcd自动校准电路240检测到开关节点lx的电压的差分值小于阈值，并且偏移值可以保持在10010的值而不增加。
85.图6b是根据本发明构思的另一示例实施例的升压模式下的zcd自动校准电路240的操作的时序图。
86.参考图6b，双向开关转换器110可以工作在升压模式。偏移值可以表示为5位。例如，初始偏移值可以是10000。
87.当响应于升压模式，第一功率mosfet 210的栅极信号gd_ls转变为逻辑低电平时，zcd自动校准电路240可以生成检查信号check，以监控开关节点lx的电压变化以及二极管检测器243是否检测到正向偏置电压。如图6b所示，通过截止第一功率mosfet 220产生检查信号check的时间点可能晚于开关电流i_ind为零的时间点。当产生检查信号check时，开关电流i_ind可能反向流动。在升压模式期间，测量第一功率mosfet 210两端的电压的二极管检测器243可以检测正向偏置电压。当施加检查信号check时，开关电流i_ind可以流向第一功率mosfet 210的体二极管。因此，正向偏置电压可以具有正值。例如，正向偏置电压可以
是 0.7v。计数器244可以响应于从二极管检测器243接收到检测信号而减小偏移值。
88.当第五周期period5开始时，偏移值可以对应于减少1的01111。因为偏移值减小，所以第一功率mosfet 210的栅极信号gd_hs保持逻辑高电平的时间长度可以比第一周期period1长。第一功率mosfet 210在第二周期period2期间截止的时间点可以晚于第一周期period1期间第一功率mosfet 210截止的时间点。然而，第一功率mosfet 210在第二周期period2期间截止的时间点可能仍然早于开关电流i_ind为零的时间点。因此，当施加检查信号check时，开关电流i_ind可以流向第一功率mosfet 210的体二极管。正向偏置电压可以具有正值。例如，正向偏置电压可以是 0.4v。计数器244可以响应于从二极管检测器243接收到检测信号而进一步减小偏移值。
89.当第六周期period6开始时，偏移值可以对应于相对于初始偏移减少2的01110。因为偏移值进一步减小，所以第一功率mosfet 210的栅极信号gd_hs在第六周期period6期间保持逻辑高电平的时间长度可以短于第二周期period2的时间长度。第一功率mosfet 210在第六周期period6期间截止的时间点可以早于第一功率mosfet 210在第五周期period5期间截止的时间点。例如，第一功率mosfet 210在第六周期period6期间截止的时间点可以与开关电流i_ind为零的时间点大致相同。因此，当施加检查信号check时，可能检测不到正向偏置电压。计数器244可以响应于从二极管检测器243接收到指示未检测到正向偏置电压的控制信号来保持偏移值。
90.图7示出了根据本发明概念的示例实施例的检测开关节点的零电流的蒙特卡罗模拟结果。
91.图7示出了开关电流i_ind的3000个样本的蒙特卡罗模拟结果。
92.根据实施例，当zcd自动校准电路240被去激活时，并且当第一功率mosfet 210或第二功率mosfet 220被截止时，开关电流i_ind的范围可以从大约-279ma到大约216ma。
93.根据实施例，当zcd自动校准电路240被激活时，并且当第一功率mosfet 210或第二功率mosfet 220被截止时，开关电流i_ind的范围可以从大约-44ma到大约7.5ma。
94.根据上述实施例，包括根据本发明构思的zcd自动校准电路240的充电器ic 100在开关电流i_ind几乎为零的时间点执行切换，因此，可以降低功耗，并且可以在低功率下有效地执行有效操作。
95.图8示出了显示通过使用根据本发明构思的示例性实施例的zcd自动校准电路获得的效率提高的曲线图。
96.参考图8，其中示出了降压转换器效率和升压转换器效率。根据实施例，第一曲线图810至第三曲线图830可以对应于双向开关转换器110在降压模式下操作的时间。第一曲线图810和第二曲线图820示出了不包括zcd自动校准电路240的双向开关转换器110的降压转换器效率。
97.第一曲线图810示出了当电池200的电压约为3.4v并且当开关电流i_ind为零时，基于用于截止第二功率mosfet 220的偏移值的降压转换器效率。第一曲线图810示出了当电池200处于不良充电状态(例如，约3.4v至约3.6v)时约86％至约87％的高效率。
98.第二曲线图820示出了当电池200的电压约为4.1v并且当开关电流i_ind为零时，基于用于截止第二功率mosfet 220的偏移值的降压转换器效率。第二曲线图820示出了当电池200处于良好充电状态(例如，约4.0v至约4.1v)时约89％的高效率。
99.也就是说，可以看出，当偏移值固定并且当电池200的电压变化时，电池200的一些电压中的效率可能较高，但是其他电压中的效率可能较低。这是因为它不能保证当其他电压中的开关电流i_ind为零时，第二功率mosfet 220截止。
100.第三曲线图830示出了当提供zcd自动校准电路240来实时改变偏移值时的降压转换器效率。参考第三曲线图830，可以看出，无论电池200处于良好充电状态还是不良充电状态，效率都很高。例如，当电池200处于不良充电状态时，效率等于第一曲线图810中所示的效率，并且当电池200处于良好充电状态时，效率等于第二曲线图820中所示的效率。
101.根据另一实施例，第四曲线图840至第六曲线图860可以对应于双向开关转换器110在升压模式下操作的时候。第四曲线图840和第五曲线图850示出了不包括zcd自动校准电路240的双向开关转换器110的升压转换器效率。
102.第四曲线图840示出了当otg电压约为4.8v并且当开关电流i_ind为零时，基于用于截止第一功率mosfet 210的偏移值的升压转换器效率。第四曲线图840示出了当otg电压低时大约90％的高效率。
103.第五曲线图850示出了当otg电压约为12v并且当开关电流i_ind为零时，基于用于截止第一功率mosfet 210的偏移值的升压转换器效率。第五曲线图850示出了otg电压越高，效率越高，而otg电压越低，效率越低。也就是说，可以看出，当偏移值固定并且当otg电压变化时，在一些otg电压中效率可能较高，但是在其他otg电压中效率较低。
104.第六曲线图860示出了当提供zcd自动校准电路240来实时改变偏移值时的升压转换器效率。参考第六曲线图860，可以看出，第六曲线图860示出了电池200的所有otg电压值的高效率。
105.图9示出了根据本发明构思的示例实施例的zcd自动校准电路240的另一示例。
106.参考图9，zcd自动校准电路240可以包括第一比较器242-1和第二比较器242-2。差分器241可以对开关节点lx的电压值进行差分，并将差分值发送到第一比较器242-1和第二比较器242-2。
107.第一比较器242-1可以将第一阈值与差分值进行比较。例如，当差分值大于第一阈值时，第一比较器242-1可以向计数器244输出指示增加偏移的控制信号。
108.第二比较器242-2可以将第二阈值与差分值进行比较。例如，当差分值大于第二阈值时，第二比较器242-2可以向计数器244输出指示增加偏移的控制信号。在这种情况下，第二阈值可以大于第一阈值。
109.计数器244可以从第一比较器242-1和第二比较器242-2接收控制信号。例如，当差分值大于第一阈值和第二阈值时，计数器244可以将偏移量增加2。在另一示例中，当差分值大于第一阈值并且小于第二阈值时，计数器244可以将偏移量增加1。在另一个示例中，当差分值小于第一阈值和第二阈值时，计数器244可以保持偏移。
110.当使用图9所示的zcd自动校准电路240时，可以省略图5a的第二周期period2。例如，当在第一周期period1期间测量的差分值大于第一阈值和第二阈值时，计数器244可以将偏移值增加2，而不是增加1。因此，在第一周期period1的下一个周期期间测量的差分值可以被改变为接近第三周期period3的差分值。
111.根据上述实施例，可以通过将开关节点lx的差分值与多个阈值进行比较来改变偏移的幅度，但是本发明的概念不限于此。在各种实施例中，二极管检测器243可以通过将正
向偏置电压的幅度与多个阈值进行比较来设置用于减小偏移的各种幅度，而无需将正向偏置电压的幅度与单个阈值进行比较。
112.另外，电子设备10和/或其中包括的组件可以包括和/或被包括在处理电路中，例如包括逻辑电路的硬件；硬件/软件组合，例如执行软件的处理器；或它们的组合。例如，处理电路可以包括但不限于中央处理单元(cpu)、存储控制器、算术逻辑单元(alu)、数字信号处理器、微型计算机、现场可编程门阵列(fpga)和可编程逻辑单元、微处理器、专用集成电路(asic)等。
113.虽然已经参照本发明的实施例具体示出和描述了本发明的概念，但是应当理解，在不脱离所附权利要求的精神和范围的情况下，可以在形式和细节上进行各种改变。