一种高电压增益桥式直流-直流变换器

一种高电压增益桥式直流-直流变换器
1.技术领域
2.本发明涉及一种高电压增益桥式直流-直流变换器，属电力电子技术领域。


背景技术：

3.谐振变换器因具有软开关高效率的优点，在新能源中的应用越来越广泛。在谐振变换器中，llc谐振变换器凭借其拓扑结构简单、效率高、软开关性能优越等优点，成为了研究的热点（见-胡海兵,王万宝,孙文进,丁顺,邢岩，“llc谐振变换器效率优化设计”.中国电机工程学报,2013,33(18):0258-8013）。
4.然而，传统llc谐振变换器电压增益gv特性受负载的影响，重载（品质因数q值较大）时最大电压增益不高，难以实现宽范围输出。
5.因此，有必要在传统llc谐振变换器的基础上，提出一种新型的谐振变换器，既保留了传统llc谐振变换器原有的优点，又有比它更高的电压增益，适用于宽电压范围场合使用。


技术实现要素：

6.本发明的目的是，为了解决传统半桥llc谐振变换器在重载时的电压增益gv不高的问题，提出一种高电压增益桥式直流-直流变换器。
7.本发明实现的技术方案如下，一种高电压增益桥式直流-直流变换器，包括直流电源ui、变压器t、与变压器原边绕组相连的原边电路、与变压器副边绕组相连的副边电路；其拓扑结构如图1所示。
8.所述变换器将谐振电感lr移至第一功率开关管s1、第三功率开关管s3和直流侧之间，在lc谐振前对谐振电感进行提前储能，使lc谐振的初始状态为非零的储能状态，有效提高电压增益。
9.所述与变压器原边绕组相连的原边电路包括两个输入电容，四个功率开关管及其四个反并二极管，一个谐振电容，一个谐振电感和四个电容；所述输入电容包括第一输入电容c
i1
和第二输入电容c
i2
；所述功率开关管包括第一功率开关管s1、第二功率开关管s2、第三功率开关管s3和第四功率开关管s4；所述二极管包括第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3和第四二极管d4；所述电容包括第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3和第四电容c4。
10.所述直流电源的正极连接第一输入电容c
i1
的上端、第一功率开关管s1和第二功率开关管s2的漏极；第一功率开关管s1的源极与第三功率开关管s3的漏极串联,并与谐振电感lr的右端相连，谐振电感lr的左端与第一输入电容c
i1
的下端相连；第二功率开关管s2的源极与第四功率开关管s4的漏极串联,并与谐振电容cr的左端相连；谐振电容cr的右端与变压器原边绕组lm的同名端相连，变压器原边绕组lm的异名端与谐振电感lr的右端相连；直流电源的负极连接第二输入电容c
i2
的下端、第三功率开关管s3和第四功率开关管s4的源极；变压
器副边绕组连接整流电路。
11.所述与变压器副边绕组相连的副边电路包括整流电路和输出电路；整流电路一端连接变压器副边绕组，另一端连接输出电路；输出电路包括输出电容c0和负载电阻r0，输出电容c0和负载电阻r0并联。
12.所述整流电路如图2所示，由第五二极管d5、第六二极管d6、第七二极管d7和第八二极管d8构成全桥整流电路；第五二极管d5的阳极和第七二极管d7的阴极连接变压器副边绕组的同名端；第六二极管d6的阳极和第八二极管d8的阴极连接变压器副边绕组的异名端；第五二极管d5和第六二极管d6的阴极接输出电容c0的上端,即输出电压的正极；第七二极管d7和第八二极管d8的阴极接输出电容c0的下端,即输出电压的负极。
13.所述第一二极管d1与第一电容c1并联于第一功率开关管s1的源极与漏极之间；所述第二二极管d2与第二电容c2并联于第二功率开关管s2的源极与漏极之间；所述第三二极管d3与第三电容c3并联于第三功率开关管s3的源极与漏极之间；所述第四二极管d4与第四电容c4并联于第四功率开关管s4的源极与漏极之间。
14.所述变换器的第一功率开关管s1～第四功率开关管s4的栅源极分别接收外部电路提供的开关信号u
gs1
～u
gs4
。所述的开关信号u
gs
为高电平时，对应的功率开关管导通；开关信号u
gs
为低电平时，对应的功率开关管关断。
15.所述变换器的第一功率开关管s1～第四功率开关管s4采用固定开关频率fs控制，在一个开关周期ts内分为to～t8八个阶段，动作顺序如下：（1）[t0～t1]阶段：u
gs1
输出高电平，u
gs2
、u
gs3
、u
gs4
输出低电平，此阶段持续时间为t
l
；（2）[t1～t2]阶段：u
gs2
输出高电平，u
gs1
、u
gs3
、u
gs4
输出低电平，此阶段持续时间为t
r1
；（3）[t2～t3]阶段：u
gs2
输出高电平，u
gs1
、u
gs3
、u
gs4
输出低电平，此阶段持续时间为t
r2
；（4）[t3～t4]阶段：u
gs1
、u
gs2
、u
gs3
、u
gs4
输出低电平，此阶段持续时间为td；（5）[t4～t5]阶段：u
gs3
输出高电平，u
gs1
、u
gs2
、u
gs4
输出低电平，此阶段持续时间为t
l
；（6）[t5～t6]阶段：u
gs4
输出高电平，u
gs1
、u
gs2
、u
gs3
输出低电平，此阶段持续时间为t
r1
；（7）[t6～t7]阶段：u
gs4
输出高电平，u
gs1
、u
gs2
、u
gs3
输出低电平，此阶段持续时间为t
r2
；（8）[t7～t8]阶段：u
gs1
、u
gs2
、u
gs3
、u
gs4
输出低电平，此阶段持续时间为td；开关时序中，t0～t4和t4～t8各为开关周期ts的一半。
[0016]
所述变换器的整流结构除了使用全桥整流电路，还可以使用全波整流电路，减少了二极管的数量。全波整流电路的结构如图3所示，四个功率开关管的开关信号如图4所示。
[0017]
所述全波整流电路由第九二极管d9和第十二极管d
10
构成；与之相连的变压器副边绕组含中间抽头；变压器副边绕组上端接第九二极管d9的阳极；变压器的副边绕组下端接第十二极管d
10
的阳极；变压器的中间抽头接输出电容的下端；第九二极管d9的阴极与第十二极管d
10
的阴极相连，并接到输出电容的上端。
[0018]
本发明的有益效果在于，本发明与传统半桥llc谐振变换器对比，本发明添加了s1、s3两个功率开关管，通过对s1、s3的控制，在一个周期内增加了[t0～t1]和[t4～t5]两个谐振电感lr预储能阶段，使得谐振电感lr在进行lc谐振前就进行了预储能，从而让lc谐振具有了初始状态，而非零状态，提高了谐振腔的能量，进而获得更高的电压增益。本发明可以通过调节谐振电感预储能占空比d
l
（d
l
=[2(t
1-t0)/ts]）的大小，来调整初始储能的幅值，从而灵活地改变lc谐振阶段谐振电感lr的初始电流，改变在lc谐振阶段传递的能量，进而调整电压增益。
[0019]
本发明相对传统的半桥llc谐振变换器的优点是:在各功率开关管仍为软开关的前提下，将谐振电感移lr至输入电容c
i1
、c
i2
和s1、s3之间，通过对s1、s3的控制，在一个周期内增加了[t0～t1]和[t4～t5]两个谐振电感lr预储能阶段。通过调节[t0～t1]和[t4～t5]两个阶段的时间，使谐振电感lr在lc谐振之前能灵活地提前储能,增加了在lc谐振阶段可传递的能量。在保留了lc谐振特性的基础上,实现了电压增益的提高。
[0020]
本发明适用于宽电压范围的各类充电电源中。
附图说明
[0021]
图1为本发明一种高电压增益桥式直流-直流变换器电路图；图2为全桥整流电路及其周边连接电路；图3为全波整流电路及其周边连接电路；图4为一种高电压增益桥式直流-直流变换器中的四个开关管的开关信号；图5为采用了全桥整流电路的一种高电压增益桥式直流-直流变换器；图6为实施例理想的开关信号及谐振电感电流波形；图7为实施例在d
l
=0条件下的测试波形（从上到下依次为s2的驱动电压u
gs2
、s4的驱动电压u
gs4
、谐振电感电流i
lr
、输出电压uo）；图8为实施例在d
l
=0.31条件下的测试波形（从上到下依次为s1的驱动电压u
gs1
、s2的驱动电压u
gs2
、谐振电感电流i
lr
、输出电压uo）。
具体实施方式
[0022]
本发明的具体实施方式如附图所示。
[0023]
本实施例如图5所示，本实施例一种高电压增益桥式直流-直流变换器的实施电路，其与变压器t副边绕组相连的整流电路是全桥整流电路。电路包括直流电源ui、两个输入电容c
i1
和c
i2
、四个带反并联二极管的功率开关管:第一功率开关管s1、第二功率开关管s2、第三功率开关管s3、第四功率开关管s4，一个谐振电容cr、一个谐振电感lr、与变压器t副边绕组相连的四个二极管：第五二极管d5、第六二极管d6、第七二极管d7、第八二极管d8构成的全桥整流电路，以及输出电容co和负载电阻ro。
[0024]
直流电源ui的正极连接输入电容c
i1
的上端、第一功率开关管s
l
和第二功率开关管s2的漏极；第一功率开关管s1的源极与第三功率开关管s3的漏极串联,并与谐振电感lr的右端（a点）相连，谐振电感lr的左端与输入电容c
i1
的下端相连；第二功率开关管s2的源极与第四功率开关管s4的漏极串联，并与谐振电容cr的左端（b点）相连。谐振电容cr的右端与变压器t原边绕组的同名端相连。直流电源的负极连接输入电容c
i2
的下端、第三功率开关管s3和
第四功率开关管s4的源极。变压器t副边绕组的同名端接第五二极管d5的阳极和第七二极管d7的阴极，变压器t副边绕组的异名端接第六二极管d6的阳极和第八二极管d8的阴极；第五二极管d5和第六二极管d6的阴极接输出电容co的上端,即输出电压uo的正极；第七二极管d7和第八二极管d8的阴极接输出电容co的下端,即输出电压uo的负极。
[0025]
假设所有电容、电感、开关管、二极管和变压器均为理想器件，励磁电感lm》》lr。
[0026]
变压器原副边变比为1。
[0027]
如图6所示为四个功率开关管:第一功率开关管s1～第四功率开关管s4在一个开关周期ts内的理想开关信号u
gs1
～u
gs4
及谐振电流i
lr
波形,本实施例的工作原理如下所述:t0时刻以前：电路处于s4关断后的死区阶段，反并二极管d2导通，谐振电容cr上的初始电压为
‑∆ucr
，i
lr
、i
cr
为0。
[0028]
（1）[t0～t1]谐振电感预储能阶段：t0时刻，因为lr的作用，s1实现zcs开通。s1开通后，ui/2对lr充电，i
lr
线性上升。由于lm很大，可认为u
cr
不变，i
cr
依旧为0。t1时刻，i
lr
上升为[ui×
(t
1-t0)/(2lr)]。
[0029]
（2）[t1～t2]谐振腔lc谐振阶段：t1时刻，s1关断，s2实现zvs开通，副边二极管d5、d8导通，lr与cr发生谐振，能量由原边向副边传输。到t2时刻，i
lr
降为0，谐振腔lc谐振阶段结束，cr两端电压上升至δu
cr
，i
d5
、i
d8
下降为0，从而d5、d8实现zcs关断。
[0030]
（3）[t2～t3]续流阶段：t2时刻，谐振腔lc谐振阶段结束，但s2仍然导通。此时副边二极管d5、d8关断，lr、lm、cr形成谐振网络，i
cr
=i
lr
≈0，因lm》》lr，i
cr
近似不变。t3时刻，s2实现zcs关断。
[0031]
（4）[t3～t4]死区阶段：t3时刻，s2关断，因i
cr
近似不变，c2充电同时c4放电。当c4放电至零时d4导通，为s4的zvs导通创造条件，lr、lm、cr通过d4形成谐振网络。t4时刻之后，电路进入下半工作周期。
[0032]
（5）[t4～t5]谐振电感预储能阶段：t4时刻，因为lr的作用，s3实现zcs开通。s3开通后，ui/2对lr充电，i
lr
线性上升。由于lm很大，可认为u
cr
不变，i
cr
依旧为0。t5时刻，i
lr
下降为-[ui×
(t
5-t4)/(2lr)]。
[0033]
（6）[t5～t6]谐振腔lc谐振阶段：t5时刻，s3关断，s4实现zvs开通，副边二极管d6、d7导通，lr与cr发生谐振，能量由原边向副边传输。到t6时刻，i
lr
降为0，谐振腔lc谐振阶段结束，cr两端电压下降至-δu
cr
，i
d6
、i
d7
下降为0，从而d6、d7实现zcs关断。
[0034]
（7）[t6～t7]续流阶段：t6时刻，谐振腔lc谐振阶段结束，但s4仍然导通。此时副边二极管d6、d7关断，lr、lm、cr形成谐振网络，i
cr
=i
lr
≈0，因lm》》lr，i
cr
近似不变。t7时刻，s4实现zcs关断。
[0035]
（8）[t7～t8]死区阶段：t7时刻，s4关断，因i
cr
近似不变，c4充电同时c2放电。当c2放电至零时d2导通，为s2的zvs导通创造条件，lr、lm、cr通过d2形成谐振网络。t8时刻之后，电路一个工作周期结束。
[0036]
所述变换器通过在lc谐振前对谐振电感lr进行预储能，以此来获得高电压增益。所述变换器比传统的半桥llc谐振变换器具有更高电压增益的原理是：因为添加了s1、s3两个功率开关管，且将谐振电感移至输入电容和s1、s3之间，通过对s1、s3的控制，在一个周期内增加了[t0～t1]和[t4～t5]两个谐振电感lr预储能阶段，故所述变换器的lc谐振是一个谐振电感电流i
lr
非零初始状态的谐振；而传统的半桥llc谐振变换器在此阶段产生的llc谐振
是一个谐振电感电流初始状态为零的谐振。根据li2/2的能量公式，显然所述变换器具有更高的能量，进而拥有更高的电压增益。假设t时刻所述变换器中谐振电感lr的初始电流为i(0-)，根据电路原理，可以等效为一个串联在电路中的电压源[lr×
i(0-)]，其值等于[ui×
(t
1-t0)/2]，再将其在半个开关周期内平均，等于[ui×
(t
1-t0)/ts]。在lc谐振阶段，所述变换器的lc谐振腔的输入电压u
ba
可以认为是输入电压加上谐振电感lr初始状态的电压，可表示为[ui/2 ui×
(t
1-t0)/ts]。而传统的半桥llc谐振变换器在这个阶段输入电压u
ba
为ui/2。由此可见，提高[t0～t1]谐振电感预储能阶段和[t4～t5]谐振电感预储能阶段在开关周期中的占比，所述变换器在lc谐振阶段会有更高的等效谐振腔输入电压u
ba
，进而有更高的输出电压和电路电压增益。显然，当[t0～t1]阶段和[t4～t5]阶段的时间为0时，本变换器的电压增益就与传统半桥llc变换器的增益一样了。
[0037]
所述变换器谐振参数的设计方法可参考传统半桥llc谐振变换器。本实施例中，输入电源ui为200v,变压器t原副边匝比为l，谐振电感lr=15.5uh，谐振电容cr=201nf，变压器t的励磁电感lm为300uh，输出电容co=470uf。谐振频率fr=90khz，ro=40.1欧姆，品质因数q=0.36。
[0038]
图7所述为d
l
=0，开关频率fs=55khz的测试波形：从上到下依次为s2的驱动电压u
gs2
、s4的驱动电压u
gs4
、谐振电感电流i
lr
、输出电压uo。此时输出电压uo为104v，这种工作情况与传统半桥llc谐振变换器一样。
[0039]
图8所示为d
l
=0.31，开关频率fs=90khz的测试波形。从上到下依次为s1的驱动电压u
gs1
、s2的驱动电压u
gs2
、谐振电感电流i
lr
、输出电压uo。此时输出电压uo为135v。所述变换器能够通过增加谐振电感预储能占空比d
l
，提高变换器的电压增益，提高输出电压uo。
[0040]
对比图7和图8的测试波形可见，在负载较重（品质因数q值较大）时，所提变换器能够有效提升电压增益。