双向充放电系统切换控制方法与流程

1.本发明涉及电动汽车技术领域，尤其涉及一种双向充放电系统切换控制方法。


背景技术：

2.电动汽车是智能电网的重要储能资源和技术应用对象，在电动汽车充电模块中，g2v(grid to vehicle)模式是指从电网吸收能量为储能电池充电，而v2g(vehicle to grid)模式则是将储能电池中富余的储能反馈给电网，即在电动汽车集群可以在电网发电富余的时段储存电能，在合适的时段向电网反馈电能，因此，基于g2v/v2g的双向充放电系统不仅能降低电动汽车用户的充电成本，还能提供城市电网电压和频率调节等辅助服务，并在紧急情况下为电网提供应急电源。
3.在传统的g2v/v2g切换控制策略中，g2v模式是通过三相pwm整流器来控制直流母线电压和网侧功率因数的大小，而电池的输入功率，即充电电压与电流的大小则通过双向cllc谐振变换器来控制，而在v2g模式中，直流母线电压又变成了由双向cllc谐振变换器来控制，三相pwm整流器则控制输入网侧功率的大小。但这种方式整体控制结构复杂，三相pwm整流器需要复杂的pll锁相环与电流内环解耦，系统参数设计困难，而双向cllc谐振变换器针对电池的控制也需要双闭环来实现。此外，g2v与v2g模式之间的切换需要同时对三相pwm整流器、双向cllc谐振变换器提供切换信号，更加加大了系统的复杂程度。


技术实现要素：

4.为克服上述缺点，本发明的目的在于提供一种双向充放电系统切换控制方法，提出了前级三相pwm整流器采用电压外环的预测直接功率控制，后级双向cllc谐振变换器采用工作在最佳谐振点处的定频开环控制的控制方案，进而简化了g2v和v2g工作模式切换时的控制方案，提高了充放电系统的动态性能和充放电效率。
5.为了达到以上目的，本发明采用的技术方案是：一种双向充放电系统切换控制方法，对三相pwm整流器采用预测直接功率控制，对双向cllc谐振变换器采用第一谐振频率的定频开关控制；其中，预测直接功率控制包括如下步骤：
6.s1、对三相pwm整流器的交流侧电压矢量建立预测数学模型；
7.s2、预测下一个采样周期内，预测数学模型所需的参数值；
8.s3、根据预测数学模型与预测的参数值计算出三相pwm整流器的交流侧电压矢量的参考值；
9.s4、将交流侧电压矢量的参考值送入到空间矢量调制模块中，并调制出各功率开关管对应的驱动信号。
10.本发明的有益效果在于：通过对双向cllc谐振变换器采用固定开关频率的定频控制，并将固定的频率设置为在最佳工作点的第一谐振频率，能有效解决因开关频率偏移导致的效率降低问题；通过对三相pwm整流器采用预测直接功率控制来控制ac/dc(交流/直流)侧电压，无需使用pll锁相环来进行网侧相角锁定，而且开关频率固定，使得整体控制方
案更加简单，简化了g2v和v2g工作模式切换时的控制方案，提高了充放电系统的动态性能和充放电效率。
11.进一步来说，步骤s1包括：
12.s11、建立三相pwm整流器在αβ静止坐标系下的一号模型，并对其进行离散化处理；
13.s12、建立三相瞬时功率在αβ静止坐标系下的二号模型，并对其进行离散化处理；
14.s13、设定瞬时功率的预测参考值，并建立交流侧电压矢量的计算模型。
15.进一步来说，在步骤s11中，一号模型为：
[0016][0017]
忽略交流侧电阻r，并设采样周期为ts，对一号模型进行离散化可得：
[0018][0019]
式(1)中，i
α
(k)和i
β
(k)、e
α
(k)和e
β
(k)、v
α
(k)和v
β
(k)分别是交流侧电流、网侧电压、交流侧电压在k时刻的值；i
α
(k 1)和i
β
(k 1)是交流侧电流在k 1时刻的值。
[0020]
进一步来说，在步骤s12中，二号模型为：
[0021][0022]
为了简化控制的分析过程，对预测直接功率控制(p-dpc)作以下假设：在控制过程中，系统参数的采样频率远大于网侧电压的频率。因此，设定在一个采样周期内，认为网侧电压几乎不发生变化，即e(k 1)＝e(k)，在此基础上，对二号模型进行求导并离散化可得：
[0023][0024]
式(2)中，p(k)和q(k)分别为瞬时有功功率和瞬时无功功率在k时刻的值；p(k 1)和q(k 1)分别为瞬时有功功率和瞬时无功功率在k 1时刻的值。
[0025]
进一步来说，在步骤s13中，设定k 1时刻瞬时功率的实际值能紧紧跟随预测参考值，即瞬时功率的预测参考值设定为：
[0026][0027]
式(3)中，p*(k 1)和q*(k 1)分别是瞬时有功功率和瞬时无功功率在k 1时刻的预测参考值；p(k 1)和q(k 1)分别是瞬时有功功率和瞬时无功功率在k 1时刻的实际值。
[0028]
进一步来说，根据式(1)、式(2)、式(3)得到交流侧电压矢量的计算模型为：
[0029]
[0030]
式(4)中，||e
αβ
||为网侧电压的矢量幅值。
[0031]
进一步来说，步骤s2包括：
[0032]
s21、对双向cllc谐振变换器采用固定开关频率的定频控制方法，并将固定频率设定为第一谐振频率，以此解决开关频率偏移带来的效率降低的问题；采用三相pwm整流器对电池进行恒流恒压控制，以使电池充电控制得到简化；
[0033]
s22、设定电池充电效率为η，在恒流控制中，由能量守恒得到瞬时有功功率的计算式：
[0034][0035]
s23、当对电池进行预设值恒流控制时，对瞬时有功功率的计算式进行离散化处理并以给定值表示可得：
[0036][0037]
式(5)中，v
tra
(k 1)为k 1时刻的电池电压值，i*
tra
为恒定电流值，η为电池充电效率。
[0038]
进一步来说，步骤s3包括：
[0039]
s31、设定k 1时刻的电池电压、电流与k时刻的电池电压、电流保持一致，即：
[0040][0041]
s32、根据式(4)、式(5)、式(6)计算出三相pwm整流器的交流侧电压矢量的参考值为：
[0042][0043]
由式(5)可知，在电池的恒流控制中，使网侧有功功率给定值与电池电压同斜率变化。当电压上升到给定值v
tra
*时，有功功率内环退出饱和状态，由恒流控制切换成恒压控制。考虑到电池一般需要几个小时才能充满，电池电压和电流变化缓慢，且系统采样频率一般在10-20khz，由此可以近似认为k 1时刻的电池电压、电流与k时刻的电池电压、电流保持一致。
[0044]
在预测直接功率控制策略下，电池的恒流恒压切换是通过控制直流母线电压来控制的。外环直流母线电压通过pi控制器，产生幅值可变的有功功率预测参考值p*(k 1)，其幅值变化可由式(5)计算得出，而无功功率预测参考值q*(k 1)则依据实际工作情况直接给定。
[0045]
进一步来说，在g2v模式下，前级三相pwm整流器采用电压外环的预测直接功率控制，后级双向cllc谐振变换器采用工作在最佳谐振点处的定频开环控制；在v2g模式下，三相pwm整流器直接给定需要回馈至电网的有功与无功功率参考值，双向cllc谐振变换器仍采用工作在最佳谐振点处的定频开环控制。
[0046]
在g2v模式下，直流母线电压被电池电压钳位，其值为：v
dc
＝n(v
tra
2vd)，其中，n为高频变压器变比，vd为副边整流二极管的正向导通电压。将电池恒流恒压控制中的电压定值v
tra
*代入上式中，即可得到直流母线电压给定值v
dc
*，与实际值v
dc
作差经pi调节器输出，和v
dc
相乘后再由可变限幅器限制输出幅值，得到三相pwm整流器的有功功率给定值。其中，可变限幅器的输出幅值可由式(5)给出，用以保持充电电流恒定。当电池电压v
tra
达到给定值v
tra
*，即直流母线电压v
dc
上升至v
dc
*时，限幅器退出饱和状态，电池由恒流控制切换成恒压控制。
[0047]
在v2g模式下，三相pwm整流器不再使用电压外环控制，而是直接给定需要回馈至电网的有功与无功功率参考值(有功功率参考值由式(5)获得，无功功率参考值根据实际情况直接给定)，双向cllc谐振变换器依旧采用定频开环控制，直流母线电压由电池电压钳位。
[0048]
进一步来说，在v2g模式下，直流母线电压大于网侧电压的峰值。
[0049]
进一步来说，双向cllc变换器的直流母线电压需满足：
[0050]vdc
＝n(v
tra_min
2vd)≥memꢀꢀꢀ
(8)
[0051]
式(8)中，v
dc
为直流母线电压，n为高频变压器变比，v
tra_min
为电池电压，vd为副边整流二极管的正向导通电压，m为调制比，em为网侧电压峰值。
[0052]
进一步来说，调制比m为不同的调制方式的调制比是不一样的，当使用空间矢量调制算法时，调制比m为
附图说明
[0053]
图1为本发明实施例的控制方法的原理图。
具体实施方式
[0054]
下面结合附图对本发明的较佳实施例进行详细阐述，以使本发明的优点和特征能更易于被本领域技术人员理解，从而对本发明的保护范围做出更为清楚明确的界定。
[0055]
实施例
[0056]
参见附图1所示，本发明的一种双向充放电系统切换控制方法，对三相pwm整流器采用预测直接功率控制(predictive-director power control,p-dpc)，对双向cllc谐振变换器采用第一谐振频率的定频开关控制。其中，预测直接功率控制包括如下步骤：
[0057]
s1、对三相pwm整流器的交流侧电压矢量建立预测数学模型；
[0058]
s2、预测下一个采样周期内，预测数学模型所需的参数值；
[0059]
s3、根据预测数学模型与预测的参数值计算出三相pwm整流器的交流侧电压矢量的参考值；
[0060]
s4、将交流侧电压矢量的参考值送入到空间矢量调制模块中，并调制出各功率开关管对应的驱动信号。
[0061]
具体的，步骤s1包括：s11、建立三相pwm整流器在αβ静止坐标系下的一号模型，并对其进行离散化处理；s12、建立三相瞬时功率在αβ静止坐标系下的二号模型，并对其进行离散化处理；s13、设定瞬时功率的预测参考值，并建立交流侧电压矢量的计算模型。
[0062]
在步骤s11中，一号模型为：
[0063][0064]
忽略交流侧电阻r，并设采样周期为ts，对一号模型进行离散化可得：
[0065][0066]
式(1)中，i
α
(k)和i
β
(k)、e
α
(k)和e
β
(k)、v
α
(k)和v
β
(k)分别是交流侧电流、网侧电压、交流侧电压在k时刻的值；i
α
(k 1)和i
β
(k 1)是交流侧电流在k 1时刻的值。
[0067]
进一步来说，在步骤s12中，二号模型为：
[0068][0069]
为了简化控制的分析过程，对预测直接功率控制(p-dpc)作以下假设：在控制过程中，系统参数的采样频率远大于网侧电压的频率。因此，设定在一个采样周期内，认为网侧电压几乎不发生变化，即e(k 1)＝e(k)，在此基础上，对二号模型进行求导并离散化可得：
[0070][0071]
式(2)中，p(k)和q(k)分别为瞬时有功功率和瞬时无功功率在k时刻的值；p(k 1)和q(k 1)分别为瞬时有功功率和瞬时无功功率在k 1时刻的值。
[0072]
在步骤s13中，设定k 1时刻瞬时功率的实际值能紧紧跟随预测参考值，即瞬时功率的预测参考值设定为：
[0073][0074]
式(3)中，p*(k 1)和q*(k 1)分别是瞬时有功功率和瞬时无功功率在k 1时刻的预测参考值；p(k 1)和q(k 1)分别是瞬时有功功率和瞬时无功功率在k 1时刻的实际值。
[0075]
根据式(1)、式(2)、式(3)得到交流侧电压矢量的计算模型为：
[0076][0077]
式(4)中，||e
αβ
||为网侧电压的矢量幅值。
[0078]
在本实施例中，步骤s2包括：
[0079]
s21、对双向cllc谐振变换器采用固定开关频率的定频控制方法，并将固定频率设定为第一谐振频率，以此解决开关频率偏移带来的效率降低的问题；采用三相pwm整流器对电池进行恒流恒压控制，以使电池充电控制得到简化；
[0080]
s22、设定电池充电效率为η，在恒流控制中，由能量守恒得到瞬时有功功率的计算式：
[0081][0082]
s23、当对电池进行预设值恒流控制时，就是对网侧输出功率进行控制，由此，对瞬时有功功率的计算式进行离散化处理并以给定值表示可得：
[0083][0084]
式(5)中，v
tra
(k 1)为k 1时刻的电池电压值，i*
tra
为恒定电流值，η为电池充电效率。
[0085]
在本实施例中，步骤s3包括：
[0086]
s31、由式(5)可知，在电池的恒流控制中，使网侧有功功率给定值与电池电压同斜率变化。当电压上升到给定值v
tra
*时，有功功率内环退出饱和状态，由恒流控制切换成恒压控制。考虑到电池一般需要几个小时才能充满，电池电压和电流变化缓慢，且系统采样频率一般在10-20khz，由此可以近似认为k 1时刻的电池电压、电流与k时刻的电池电压、电流保持一致。即：
[0087][0088]
s32、根据式(4)、式(5)、式(6)计算出三相pwm整流器的交流侧电压矢量的参考值为：
[0089][0090]
在预测直接功率控制策略下，电池的恒流恒压切换是通过控制直流母线电压来控制的。外环直流母线电压通过pi控制器，产生幅值可变的有功功率预测参考值p*(k 1)，其幅值变化可由式(5)计算得出，而无功功率预测参考值q*(k 1)则依据实际工作情况直接给定。
[0091]
将步骤s32得到的交流侧电压矢量v
α
(k)和v
β
(k)送入空间矢量调制模块中，即可得到与各个功率管相对应的控制信号。
[0092]
如图1所示，在g2v模式下，前级三相pwm整流器采用电压外环的预测直接功率控制，后级双向cllc谐振变换器采用工作在最佳谐振点处的定频开环控制。因此，直流母线电压被电池电压钳位，其值为：
[0093]vdc
＝n(v
tra
2vd)
ꢀꢀꢀ
(7)
[0094]
其中，n为高频变压器变比，vd为副边整流二极管的正向导通电压。
[0095]
将电池恒流恒压控制中的电压定值v
tra
*代入式(8)中，即可得到直流母线电压给定值v
dc
*，与实际值v
dc
作差经pi调节器输出，和v
dc
相乘后再由可变限幅器限制输出幅值，得
到三相pwm整流器的有功功率给定值。其中，可变限幅器的输出幅值可由式(5)给出，用以保持充电电流恒定。当电池电压v
tra
达到给定值v
tra
*，即直流母线电压v
dc
上升至v
dc
*时，限幅器退出饱和状态，电池由恒流控制切换成恒压控制。
[0096]
而在v2g模式下，三相pwm整流器不再使用电压外环控制，直接给定需要回馈至电网的有功与无功功率参考值，双向cllc谐振变换器仍采用工作在最佳谐振点处的定频开环控制。直流母线电压由电池电压钳位。值得注意的是，在电池放电的模式中，应保证直流母线电压大于网侧电压的峰值，这就需要对双向cllc变换器进行合理设计，使之满足：
[0097]vde
＝n(v
tra_min
2vd)≥memꢀꢀꢀ
(8)
[0098]
式(8)中，v
dc
为直流母线电压，n为高频变压器变比，v
tra
_
min
为电池电压，vd为副边整流二极管的正向导通电压，m为调制比，em为网侧电压峰值。不同的调制方式的调制比是不一样的，当使用空间矢量调制算法(svpwm)时，调制比m为
[0099]
通过对双向cllc谐振变换器采用固定开关频率的定频控制，并将固定的频率设置为在最佳工作点的第一谐振频率，能有效解决因开关频率偏移导致的效率降低问题；通过对三相pwm整流器采用预测直接功率控制来控制ac/dc(交流/直流)侧电压，无需使用pll锁相环来进行网侧相角锁定，而且开关频率固定，使得整体控制方案更加简单，进而简化了g2v和v2g工作模式切换时的控制方案，提高了充放电系统的动态性能和充放电效率。
[0100]
以上实施方式只为说明本发明的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人了解本发明的内容并加以实施，并不能以此限制本发明的保护范围，凡根据本发明精神实质所做的等效变化或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围内。