一种移动储能充放电控制方法与流程

1.本发明涉及电力系统调度运行技术领域，尤其涉及一种移动储能充放电控制方法。


背景技术：

2.双向移动储能电池充放电控制(charge and discharge control of mobile energy storage， mecd)包括了双向功率因数校正(pfc)级和隔离dc-dc级，初级侧连接到pfc，次级侧连接到储能电池。现有双有源全桥(dab)是隔离式dc-dc阶段最受欢迎的候选方案之一。其能实现简单的电流控制和在几个开关周期内反转能量流。但dab存在两个主要的缺点：零电压 (zvs)工作区的限制和存在的大量的循环电流。尽管使用宽禁带半导体(wbs)如碳化硅(sic) 和氮化镓(gan)可以增强zvs的工作区，但循环电流仍然是一个问题，对转换效率有很大影响。
3.另外，电容-电感-电感-电感-电容(clllc)谐振变换器拓扑被报道为双向隔离dc-dc 级。这种拓扑结构在单位增益工作点附近提供了高效率的低循环电流。由于clllc的增益是统一的，因此在pfc级上，dc-dc的工作是在大电压范围下实现的。然而，这会导致pfc 级的开关损耗大，效率降低。
4.例如，中国专利申请号：cn202011357738.5，公开了一种基于移动储能的配电网多时间尺度协调调度方法，包括以下步骤：1)基于短期预测信息进行短期调度，确定移动储能调度结果；2)基于超短期预测信息修正移动储能调度结果，实现基于移动储能的配电网多时间尺度协调调度；该发明转换效率不足。


技术实现要素：

5.本发明主要解决了dab中zvs工作区的限制和循环电流问题以及clllc转换效率不足问题，提供了一种移动储能充放电控制方法。
6.本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：本发明提供了一种移动储能充放电控制方法，第一级是一个固态变压器；第二级是双向 buck-boost变换器；第三级是一个h桥逆变器，所述固态变压器提供隔离栅，并在零电流开关/零电压开关条件下工作。
7.作为优选，所述双向buck-boost变换器在临界导通模式下工作，死区时间自动优化以实现零电压开关操作。
8.作为优选，所述h桥逆变器的电流环由改进后的dchc控制，以优化动态和稳态性能，并提供临界导通模式和连续导通模式之间的平滑过渡。
9.作为优选，每级都能在其最佳工作点运行；逆变器从电网吸收电力，buck-boost转换器作为通过sst到储能电池的功率流的控制器，在sst输入电压和逆变器级本体电压之间提供电压调节，以允许宽的工作范围。sst以恒定的增益运行，并在提供电流隔离的同时将电压和电流转换到储能电池。在放电模式(电网支持模式)中，除了功率流方向外，mecd以相
同的方式运行。此外，在这种模式下，mecd可以为电网提供无功支持。
10.作为优选，所述的固态变压器，它与buck-boost变换器构成双向dc-dc级；sst提供从电网到储能电池的电流隔离，并控制电池电流。sst由串联谐振变换器实现，谐振电感和磁化电感之间具有高比率，以减轻与磁化电流相关的损耗。sst在谐振点附近工作，单位增益，buck-boost变换器定义了功率流的方向和值。sst的工作频率由控制芯片自动调节，以适应谐振罐组件的公差。主开关上的zvs开关操作和二次开关上的zcs操作由sst继承自串联谐振变换器的特性。双向buck-boost变换器负责电池的电流及其方向，以及逆变器的电压调节。为了优化性能，该级在crm模式下以高压(400v至575v)和2.5a的标称电流运行。
11.作为优选，所述dchc实现了逆变级和双向buck-boost级的电流内环。
12.作为优选，所述dchc采用软硬件混合方式实现。迟滞控制器的设置由cpu计算，并根据(1)-(3)中的几何关系在每个中断周期内更新。dchc本身通过低延迟比较器和专用硬件数字处理器在ixc2的硬件加速器中实现，其工作频率与cpu中断周期无关。该方法为 dchc提供了灵活性，并在使用wbs时减轻了计算负担。对于crm模式，为了保证开关节点的自谐振和zvs条件，电流的下限设置为负值。
13.i
rtrough
(n)＝i
recirculatedirpeak
(n)＝2i
ref
(n) i
rtrough
(n)
ꢀꢀꢀ
(1)i
rtrough
(n)＝i
ref
(n)-i
ripplemax
(n)/2i
rpeak
(n)＝i
ref
(n) i
ripplemax
(n)/2
ꢀꢀꢀ
(2)i
ref
(n)≥i
ripplemax
(n)/2式中，i
ref
(n)为参考电流；i
ripplemax
(n)为迟滞带电流；i
recirculated
为循环电流； i
rpeak
(n)为电感器电流上限值。电感器电流的上限等于参考电流(iref(n))的两倍加上循环电流。循环电流的值是恒定的，它取决于半导体的类型和开关电感器的值。ccm模式的电感器电流受磁滞带值的限制。当参考电流达到迟滞带电流iripplemax(n)的一半时，crm和ccm 之间的转换将无缝发生。
14.作为优选，所述h桥逆变器的cpu根据运行模式、充电模式或电网支持方式计算逆变器的参考电流。dchc设置根据(1)-(3)计算。在低功率时，逆变器以死区时间运行，死区时间自动优化以实现最佳的零电压开关操作。然而，在大功率下，逆变器结合crm和ccm来降低导电损耗。与具有恒定开关频率和可变纹波电流的经典脉冲宽度调制(pwm)不同，dchc以可变开关频率运行。ccm期间的高频会导致过大的开关损耗。因此，应优化ccm操作期间的开关模式，本发明提出用实验的方法来定义最佳开关频率和电感电流纹波。在实验过程中，纹波电流变为一个动态变量，并对其进行了修正，使其在ccm运行过程中的频率在目标值附近几乎保持恒定。其过程可概括为公式(6)：（6）在公式(6)中，vdc(n)是瞬时体电压值，vac(n)是瞬时主电压值。实验首先在满功率下进行，在稳态温度条件稳定的情况下，通过积分输入功率测量逆变器级损耗。当确定给
定功率电平的最佳开关频率时，在其他功率电平上重复实验。
15.本发明的优点是:(1)应优化ccm操作期间的开关模式，本发明提出用实验的方法来定义最佳开关频率和电感电流纹波。
16.(2)该mecd不仅可以在几毫秒内实现潮流方向的切换，而且可以为电网提供无功支持。
17.(3)该方法可在轻载和重载条件下优化操作，系统效率达到96.65％，总谐波失真度小于1％。
18.(4)mecd利用了碳化硅(sic)器件在软开关和硬开关操作方面的优点，并使用了直流滞回控制(dchc)，优化了开关模式和死区时间。
附图说明
19.图1为本发明的拓扑结构；图2为临界传导模式(crm)和连续传导模式(ccm)的dchc框图和dchc设置曲线图；图3为逆变器内环控制器的变量曲线图；图4为从电网放电模式(750w)转向电池充电模式(-375w)的曲线图；图5为电网放电模式下1900va无功功率方向由电感向电容转变的曲线图；图6为电池充电模式下mecd转换效率、每级转换效率与钛标准的比较曲线图；表1为双向移动储能电池参数；表2为mecd逆变级效率优化试验结果。
具体实施方式
20.下面通过实施例，并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不限定本发明。
21.实施例：本发明提供了一种移动储能充放电控制方法，首先，图1所示为该mecd的拓扑结构。第一级是一个固态变压器(sst)，它提供隔离栅，并在零电流开关/零电压开关 (zcs/zvs)条件下工作。第二级是双向buck-boost变换器，在临界导通模式(crm)下工作，死区时间自动优化以实现zvs操作。第三级是一个h桥逆变器，电流环由dchc控制，以优化动态和稳态性能，并提供crm和连续导通模式(ccm)之间的平滑过渡。dchc由基于控制芯片的硬件实现。在充电模式下，mecd按以下方式工作：逆变器从电网吸收电力， buck-boost转换器作为通过sst到电池的功率流的控制器，在sst输入电压和逆变器本体电压之间提供电压调节，以允许带宽的工作范围。sst以恒定的增益运行，并在提供电流隔离的同时将电压和电流转换到电池。在放电模式中，除了功率流方向外，mecd以相同的方式运行。此外，在这种模式下，mecd可以为电网提供无功支持，优化了电网供给侧管理。
22.对于所提出的三级拓扑，每级都能在其最佳工作点运行。它利用了sic这种高压器件，能够进行高频软开关操作，以及具有低开关损耗的硬开关。此外，还实现了双向操作的带宽操作范围和在几个切换周期内切换电流方向的能力。直流滞环控制(dchc)是为控制逆变器的电流而开发的，以提高控制带宽和改善稳态性能。利用基于软硬件的dchc提供的自适应死区时间和可变频率来优化开关模式。
23.实验结果表明，该mecd不仅可以在几毫秒内实现潮流方向的切换，而且可以为电网提供无功支持。同时，该方法可在轻载和重载条件下优化操作，系统效率达到96.65％，总谐波失真度小于1％。
24.其次，采用改进后的dchc实现了逆变级和双向buck-boost级的电流内环。图2显示了临界传导模式(crm)和连续传导模式(ccm)的dchc框图和dchc设置。dchc采用软硬件混合方式实现，迟滞控制器的设置由cpu计算，并根据(1)-(3)中的几何关系在每个中断周期内更新(见图2)。
25.i
rtrough
(n)＝i
recirculatedirpeak
(n)＝2i
ref
(n) i
rtrough
(n)
ꢀꢀꢀ
(1)i
rtrough
(n)＝i
ref
(n)-i
ripplemax
(n)/2i
rpeak
(n)＝i
ref
(n) i
ripplemax
(n)/2
ꢀꢀꢀ
(2)i
ref
(n)≥i
ripplemax
(n)/2dchc本身通过低延迟比较器和专用硬件数字处理器在ixc2的硬件加速器中实现，其工作频率与cpu中断周期无关。该方法为dchc提供了灵活性，并在使用wbs时减轻了计算负担。对于crm模式，为了保证开关节点的自谐振和zvs条件，电流的下限设置为负值。电感器电流的上限等于参考电流(iref(n))的两倍加上循环电流。循环电流的值是恒定的，它取决于半导体的类型和开关电感器的值。ccm模式的电感器电流受磁滞带值的限制。当参考电流达到迟滞带电流iripplemax(n)的一半时，crm和ccm之间的转换将无缝发生。
26.应该注意的是，电感纹波电流在crm操作期间是可变的，在ccm操作期间是恒定的。在滞回控制技术中，开关的状态是电流峰值和电流谷滞后控制设置的结果。再次，逆变器的控制方式如下：cpu根据运行模式、充电模式或电网支持方式计算逆变器的参考电流。dchc设置根据(1)-(3)计算。在低功率时，逆变器以死区时间运行，死区时间自动优化以实现最佳的零电压开关操作。然而，在大功率下，逆变器结合crm和ccm来降低导电损耗。与具有恒定开关频率和可变纹波电流的经典脉冲宽度调制(pwm)不同，dchc以可变开关频率运行。 ccm期间的高频会导致过大的开关损耗。因此，应优化ccm操作期间的开关模式，进而在逆变器开关和导电损耗之间找到最佳平衡。可以得出以下结论：在给定功率水平下，大部分损耗分布在开关半导体和开关电感器之间。因此，损耗可以表示为半导体的导电损耗δpcond、开关损耗δpsw、开关电感的铁心损耗δpcore和铜损耗δpcopper，公式由(5)表示。从(5) 中可以看出，这些损耗与纹波电流iripple、工作点电流idc、开关频率fsw和器件温度t呈非线性关系。
27.开关频率和电感纹波电流对高频损耗有显著影响。本文提出用实验的方法来定义
ccm最大开关频率逆变器功率损失半导体开关温度40khz15.2w70℃50khz13.8w75℃60khz15.5w83℃70khz16.6w92℃表2最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本技术领域的人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。