解耦圆极化四涡旋波束天线及设计方法

1.本技术涉及波束天线的技术领域，具体而言，涉及解耦圆极化四涡旋波束天线以及解耦圆极化四涡旋波束天线的设计方法。


背景技术：

2.目前，由于频谱与极化资源限制，对提高频谱资源利用率有了更高的要求。因此，携带轨道角动量(orbital angular momentum，oam)且具有螺旋相位的涡旋波被科学家报道。由于涡旋波具有螺旋相位波前以及无穷多的模态值，且模态值之间相互正交、互不干扰，可以在同一频率发射多种不同模态的涡旋波束，理论上可以在同一空间中构建出无穷多个信道，因此，其在提高无线通信系统信道容量、提高频谱利用率等方面具有广泛的应用，多模式涡旋波速器件能满足提高频谱利用率的需求。
3.角动量am由自旋角动量sam与轨道角动量oam组成，其中，自旋角动量sam与电磁波的极化有关，其-1、0、 1模式分别对应右旋圆极化波、线极化波与左旋圆极化波；轨道角动量oam与电磁波空间相位有关，其相位波前为扭曲螺旋状，电磁波的各分量具有jlφ的相位因子，其中l为轨道角动量的模态数(拓扑荷)，具有不同轨道角动量模态的电磁波具有形态各不相同的相位波前。
4.现有技术中，实现涡旋波束的方法有很多，如透射螺旋结构、透射光栅结构、螺旋反射面结构、超表面以及天线阵列结构等。而在微带阵列天线结构中，比较常见的有两种形式，一种为利用馈源给予的激励梯度相位产生涡旋波束，另一种为利用单元自旋转即旋转pb梯度相位产生的涡旋波束。
5.但上述两种方法都只能同时得到单个涡旋波束，口径效率不高，且仅有激励梯度相位或单元旋转角度一种自由度，导致其提高信道容量以及频谱利用率的效果有限。


技术实现要素：

6.本技术的目的在于：如何提高涡旋波束天线中涡旋波束的数量，并使其同时具有激励梯度相位、单元旋转角度两种自由度，提升高信道容量以及频谱利用率。
7.本技术第一方面的技术方案是：提供了解耦圆极化四涡旋波束天线，该波束天线由多个天线单元周期排列组成，天线单元包括：多层介质板，矩形辐射贴片，上层激励馈线，金属接地板，下层激励馈线；多层介质板由上至下依次包括上层介质板、中层介质板以及下层介质板；矩形辐射贴片设置于上层介质板上方的中心位置，且沿预设角度倾斜；上层激励馈线设置于中层介质板上方，上层激励馈线用于对矩形辐射贴片进行第一馈电；金属接地板设置于下层介质板上方，其中，金属接地板上刻蚀有h型缝隙；下层激励馈线设置于下层介质板下方，下层激励馈线用于对矩形辐射贴片进行第二馈电。
8.上述任一项技术方案中，进一步地，预设角度由天线单元在波束天线中的排列位置确定，预设角度的计算公式为：
9.10.式中，为预设角度，(m，n)为天线单元的排列位置，m为天线单元在波束天线中行数的最大值，n为天线单元在波束天线中列数的最大值，m＝1,2,
…
,m，n＝1,2,
…
,n，为天线单元在x方向上旋转角度梯度，为天线单元在y方向上旋转角度梯度。
11.上述任一项技术方案中，进一步地，上层激励馈线采用临近耦合馈电的方式对矩形辐射贴片进行馈电，下层激励馈线通过h型缝隙，采用孔径耦合方式对矩形辐射贴片板进行馈电。
12.上述任一项技术方案中，进一步地，上层激励馈线沿矩形辐射贴片的长度方向平行设置，下层激励馈线沿矩形辐射贴片的宽度方向平行设置；h型缝隙的中间缝隙沿矩形辐射贴片的长度方向平行设置。
13.上述任一项技术方案中，进一步地，矩形辐射贴片长度和宽度的确定过程具体包括：
14.步骤a，分别根据上层介质板、下层介质板的厚度，利用长宽理论值计算公式，计算矩形辐射贴片长度和矩形辐射贴片宽度的理论值，以组成长度取值范围、宽度取值范围，其中，长宽理论值计算公式为：
[0015][0016][0017][0018][0019][0020]
式中，b为矩形辐射贴片宽度的理论值，a为矩形辐射贴片长度的理论值，δl为微带线边缘扩展长度，εr为介质板介电常数，ε
eff
为有效相对介电常数，f0为天线工作中心频率，c为光速，λe为波长参数；
[0021]
步骤b，采用扫描参数的方式，在长度取值范围、宽度取值范围内进行阻抗匹配与参数设置，以确定矩形辐射贴片长度和宽度。
[0022]
本技术第二方面的技术方案是：提供了解耦圆极化四涡旋波束天线的设计方法，该方法包括：步骤1，根据波束天线中天线单元的结构，通过扫描参数的方式，确定天线单元的结构参数，其中，天线单元包括多层介质板、矩形辐射贴片、上层激励馈线、金属接地板以及下层激励馈线；步骤2，采用双层馈线方式，确定波束天线的正交极化馈线结构，其中，正交极化馈线结构包括上层激励馈线和下层激励馈线；步骤3，对天线单元进行周期性排布，并确定各个天线单元的单元旋转角度与激励梯度相位，其中，单元旋转角度为矩形辐射贴片的倾斜角度；步骤4，根据正交极化馈线结构以及周期性排布的多个天线单元，确定波束天线的馈电网络。
[0023]
上述任一项技术方案中，进一步地，步骤3中，单元旋转角度的计算公式为：
[0024][0025]
式中，为单元旋转角度，(m，n)为天线单元的排列位置，m为天线单元在波束天线中行数的最大值，n为天线单元在波束天线中列数的最大值，m＝1,2,
…
,m，n＝1,2,
…
,n，为天线单元在x方向上旋转角度梯度，为天线单元在y方向上旋转角度梯度。
[0026]
上述任一项技术方案中，进一步地，步骤3中，激励梯度相位的计算公式为：
[0027]
β
m,n
＝[m-(m 1)/2]β
x
[n-(n 1)/2]βy[0028]
式中，β
m,n
为激励梯度相位，β
x
为x轴方向上的激励梯度相位，βy为y轴方向上的激励梯度相位，(m，n)为天线单元的排列位置。
[0029]
上述任一项技术方案中，进一步地，天线单元的结构参数至少包括矩形辐射贴片的长度和宽度，步骤1中，确定天线单元的结构参数，具体包括：步骤11，分别根据上层介质板、下层介质板的厚度，利用长宽理论值计算公式，计算矩形辐射贴片长度和矩形辐射贴片宽度的理论值，以组成长度取值范围、宽度取值范围；步骤12，采用扫描参数的方式，在长度取值范围、宽度取值范围内进行阻抗匹配与参数设置，以确定矩形辐射贴片长度和宽度。
[0030]
上述任一项技术方案中，进一步地，长宽理论值计算公式为：
[0031][0032][0033][0034][0035][0036]
式中，b为矩形辐射贴片宽度的理论值，a为矩形辐射贴片长度的理论值，δl为微带线边缘扩展长度，εr为介质板介电常数，ε
eff
为有效相对介电常数，f0为天线工作中心频率，c为光速，λe为波长参数。
[0037]
本技术的有益效果是：
[0038]
本技术中的技术方案基于广义顺序旋转阵列，提供了一款频率为10ghz的平面微带天线阵，利用旋转pb梯度相位与激励梯度相位将双线极化天线单元组阵后形成模式数分别为l1＝1，l2＝1，l3＝-1，l4＝1的四涡旋波束，并进一步提供了产生多模态涡旋波天线的设计方法。该方法对于扩大oam无线通信的信道容量具有显著优势，可以得到具有四种不同拓扑荷的涡旋波束。并将线极化波解耦为双圆极化涡旋波束，大大增加了阵列的口径效率。同时，阵列两馈线间耦合较小，两组馈电网络可以独立控制。
附图说明
[0039]
本技术的上述和/或附加方面的优点在结合下面附图对实施例的描述中将变得明
显和容易理解，其中：
[0040]
图1是根据本技术的一个实施例的解耦圆极化四涡旋波束天线的示意图；
[0041]
图2是根据本技术的一个实施例的天线单元的示意图；
[0042]
图3是根据本技术的一个实施例的单元端口反射系数s11、s22以及端口隔离系数s21的仿真图；
[0043]
图4是根据本技术的一个实施例的天线单元在1端口馈电时的共极化与交叉极化分量在ludwid3直角坐标系下的辐射模式的示意图；
[0044]
图5是根据本技术的一个实施例的天线单元在2端口馈电时的共极化与交叉极化分量在ludwid3直角坐标系下的辐射模式的示意图；
[0045]
图6是根据本技术的一个实施例的实现四圆极化时天线上层激励梯度相位分布图；
[0046]
图7是根据本技术的一个实施例的实现四圆极化时天线下层激励梯度相位分布图；
[0047]
图8是根据本技术的一个实施例的实现四圆极化时天线旋转pb梯度相位分布图；
[0048]
图9是根据本技术的一个实施例的实现l
(t,l)
＝l
(b,l)
＝-1，l
(t,r)
＝l
(b,r)
＝1四涡旋波束的天线旋转pb梯度相位分布图；
[0049]
图10是根据本技术的一个实施例的l
(t,l)
＝l
(b,l)
＝-1，l
(t,r)
＝l
(b,r)
＝1四涡旋波束的天线阵列示意图；
[0050]
图11是根据本技术的一个实施例的实现l
2(t,l)
＝-1，l
2(b,l)
＝0，l
2(t,r)
＝ 1，l
2(b,r)
＝ 2四涡旋波束的天线下层激励梯度相位分布图；
[0051]
图12是根据本技术的一个实施例的l
2(t,l)
＝-1，l
2(b,l)
＝0，l
2(t,r)
＝ 1，l
2(b,r)
＝ 2四涡旋波束的天线波束示意图；
[0052]
图13是根据本技术的一个实施例的为l
(t,l)
＝l
(b,l)
＝-1，l
(t,r)
＝l
(b,r)
＝1一端口反射系数s
11
示意图；
[0053]
图14是根据本技术的一个实施例的为l
(t,l)
＝l
(b,l)
＝-1，l
(t,r)
＝l
(b,r)
＝1二端口反射系数s
22
示意图；
[0054]
图15是根据本技术的一个实施例的上下层激励馈线结构图；
[0055]
图16是根据本技术的一个实施例的θ＝30
°
,时电场振幅与相位分布图；
[0056]
图17是根据本技术的一个实施例的θ＝30
°
,时电场振幅与相位分布图；
[0057]
图18是根据本技术的一个实施例的θ30
°
,时电场振幅与相位分布图；
[0058]
图19是根据本技术的一个实施例的θ＝30
°
,时电场振幅与相位分布图；
[0059]
图20是根据本技术的一个实施例的平面内天线增益方向图；
[0060]
图21是根据本技术的一个实施例的平面内天线增益方向图；
[0061]
图22是根据本技术的一个实施例的平面内天线增益方向图；
[0062]
图23是根据本技术的一个实施例的平面内天线增益方向图。
具体实施方式
[0063]
为了能够更清楚地理解本技术的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本技术进行进一步的详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本技术的实施例及实施例中的特征可以相互结合。
[0064]
在下面的描述中，阐述了很多具体细节以便于充分理解本技术，但是，本技术还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本技术的保护范围并不受下面公开的具体实施例的限制。
[0065]
实施例一：
[0066]
如图1和图2所示，本实施例提供了解耦圆极化四涡旋波束阵列天线，阵列天线由多个天线单元周期排列组成，天线单元包括：多层介质板，矩形辐射贴片，上层激励馈线，金属接地板，下层激励馈线；多层介质板由上至下依次包括上层介质板、中层介质板以及下层介质板；其中，介质板材料均采用f4b。矩形辐射贴片设置于上层介质板上方的中心位置，且沿预设角度倾斜；上层激励馈线设置于中层介质板上方，上层激励馈线用于对矩形辐射贴片进行第一馈电；金属接地板设置于下层介质板上方，其中，金属接地板上刻蚀有h型缝隙；下层激励馈线设置于下层介质板下方，下层激励馈线用于对矩形辐射贴片进行第二馈电。
[0067]
需要说明的是，本实施例中天线单元的各组成部分间相对位置固定，均按照矩形辐射贴片的预设角度倾斜设置，也可以将各个天线单元作为一个单独整体结构，分别进行旋转，再通过一体化设计，形成整体的阵列天线。
[0068]
具体的，利用矩形辐射贴片和金属接地板共用的方式，通过设置上层激励馈线和下层激励馈线，在同一个天线单元组成两个正交子单元，其中，第一子单元由矩形辐射贴片、上层f4b介质板、上层激励馈线、中层f4b介质板与金属接地板组成，第二子单元由矩形辐射贴片、上层f4b介质板、中层f4b介质板、金属接地板、下层f4b介质板与下层激励馈线组成。在阵列中，所有第一子单元组成第一子阵列，第二子单元组成第二子阵列。
[0069]
本实施例在实现四涡旋波束天线时，采用双层馈线结构实现双线极化，随后依据新型广义顺序旋转技术将双线极化解耦。相邻天线单元间通过引入旋转pb梯度相位将单元双线极化波解耦，并引入激励梯度相位，利用旋转pb梯度相位和激励梯度相位的巧妙组合，对左旋和右旋圆极化波进行独立调控，形成四圆极化波束；进一步在旋转pb梯度相位与激励梯度相位中分别引入涡旋相位，最终实现四涡旋波束拓扑荷独立调控。该波束天线可以同时发出四种拓扑荷不同的涡旋波束，极大提高了频谱利用率。
[0070]
本实施例中，上层激励馈线沿矩形辐射贴片的长度方向平行设置，下层激励馈线沿矩形辐射贴片的宽度方向平行设置，分别对上述的两个子单元通过两层正交极化馈线进行馈电，实现高隔离度的双线极化，以便满足天线解耦需求。
[0071]
本实施例中，以解耦圆极化四涡旋波束天线所在平面建立三维直角坐标系，该波束天线由m*n个等间距周期排列的天线单元组成，相邻天线单元间具有一定旋转角度的pb梯度相位及激励梯度相位。多层介质板由上至下分别为厚度为h1的上层f4b介质板、厚度为h2的中层f4b介质板和厚度为h3的下层f4b介质板，介质板材料均采用f4b，介电常数为εr＝2.65，电正切损耗为tanδ＝0.001，上层f4b介质板长、宽、高分别x1、y1、h1，中层和下层f4b介质板分别沿x轴正向、x轴负向延长5mm，以便于安装sma馈电接头。
[0072]
矩形辐射贴片、上层激励馈线、金属接地板以及下层激励馈线等金属结构的材料
均为铜，其电导率为σ＝5.8
×
107s/m，厚度为0.018mm。矩形辐射贴片的长和宽分别设定为a，b，上层激励馈线长度为l3，宽度为w1；金属接地板上刻蚀有h型缝隙，便于下层激励馈线采用孔径耦合馈电的方式进行馈电，该h型缝隙主边长为l4，宽为w3，副边长为l5；下层激励馈线长度为l6，宽度为w2。
[0073]
本实施例中，h型缝隙与矩形辐射贴片相对设置，其中，h型缝隙的中间缝隙沿矩形辐射贴片的长度方向平行设置，h型缝隙两侧的缝隙则沿矩形辐射贴片的宽度方向平行设置。
[0074]
需要说明的是，可以对该波束天线进行整体设计，在多层f4b介质板上逐层设置各个天线单元对应的矩形辐射贴片、上层激励馈线、金属接地板以及下层激励馈线。
[0075]
在本实施例的一个优选实现方式中，在已知介质板介电常数εr、中心频率f0、介质板厚度h(包括上层f4b介质板厚度h1、下层f4b介质板厚度h3)的条件下，该矩形辐射贴片长度和宽度的确定过程具体包括：
[0076]
步骤a，分别根据上层f4b介质板厚度h2、下层f4b介质板厚度h3，利用长宽理论值计算公式，计算矩形辐射贴片长度和矩形辐射贴片宽度的理论值，以组成长度取值范围、宽度取值范围，其中，长宽理论值计算公式为：
[0077][0078][0079][0080][0081][0082]
式中，b为矩形辐射贴片宽度的理论值，a为矩形辐射贴片长度的理论值，δl为微带线边缘扩展长度，εr为介质板介电常数，ε
eff
为有效相对介电常数，f0为天线工作中心频率，c为光速，λe为波长参数。
[0083]
步骤b，采用扫描参数的方式，在长度取值范围、宽度取值范围内进行阻抗匹配与参数设置，以确定矩形辐射贴片长度和宽度。
[0084]
具体的，根据上述长宽理论值计算公式，可计算得出矩形辐射贴片长度与宽度大致范围，依据该范围，在hfss中采用扫描参数的方式，将天线各参数作为扫描对象，进行阻抗匹配与参数设置，再将仿真结果与史密斯原图进行对比，直至史密斯原图在10ghz处(预设频段处)的数据为1，将此时的天线各参数最为最终优化结果，进而得出矩形辐射贴片长度和宽度。
[0085]
本实施例中，上层激励馈线采用临近耦合馈电的方式对矩形辐射贴片进行馈电，下层激励馈线通过h型缝隙，采用孔径耦合方式对矩形辐射贴片板进行馈电。
[0086]
在经过上述理论得出理论范围后，对天线进行扫参优化，最终该天线单元最终参
数如下：介质板厚度分别为h1＝0.8mm，h2＝0.8mm，h3＝0.5mm；矩形辐射贴片边长a＝6mm，b＝8.22mm；h型缝隙参数为：w3＝0.9mm，w4＝3.9mm，l5＝1.8mm，馈线宽度w1＝0.56mm，w2＝0.67mm；沿x方向、y方向的单元间隔分别为d
x
＝dy＝18mm，其中，单元间隔d
x
为沿x轴方向相邻两个矩形辐射贴片中心位置的距离，单元间隔dy为沿y轴方向相邻两个矩形辐射贴片中心位置的距离；所有金属结构包括接地板、馈线结构和贴片结构均为金属铜，其电导率为σ＝5.8
×
107s/m，厚度为0.018mm。
[0087]
在本实施例的另一个优选实现方式中，以第一子阵列为例，预设角度由天线单元在波束天线中的排列位置确定，该波速天线子阵列中的第m行第n列的天线子单元具有逆时针单元旋转角度与激励梯度相位β
m,n
(m＝1，
…
，m；n＝1，
…
，n)，且单元旋转角度激励梯度相位β
m,n
在x轴方向、y轴方向均为梯度分布，其中，单元旋转角度为该矩形辐射贴片倾斜设置的预设角度，该预设角度的计算公式为：
[0088][0089]
式中，为预设角度，(m，n)为天线单元的排列位置，m为天线单元在波束天线中行数的最大值，n为天线单元在波束天线中列数的最大值，m＝1,2,
…
,m，n＝1,2,
…
,n，为天线单元在x方向上旋转角度梯度，为天线单元在y方向上旋转角度梯度。
[0090]
具体的，对于任一个天线单元而言，其激励梯度相位β
m,n
的计算公式为：
[0091]
β
m,n
＝[m-(m 1)/2]β
x
[n-(n 1)/2]βy[0092]
式中，β
x
为x轴方向上的激励梯度相位，βy为y轴方向上的激励梯度相位。
[0093]
如图15所示，天线单元的馈电网络由六阶功分器与64组移相器组成，每个子单元的激励梯度相位由通过改变其对应的移相器长度所实现，具体过程不再赘述。
[0094]
线天单元场强可分为左旋圆极化与右旋圆极化两分量：
[0095][0096]
式中，e
l
、er分别为左旋圆极化波与右旋圆极化波的单位向量
[0097]
天线单元旋转角度后，其远场场强在正交圆极化基下可写成：
[0098][0099]
假设各天线单元激励振幅相同，即α
m,n
＝α0，此时平面阵列旋转总场强为：
[0100][0101][0102]
式中，为第(m,n)个天线单元的旋转矩阵，r为天线单元到观测点的距离，k
为波矢量，θ为波束指向俯仰角，φ为波束指向方位角。
[0103]
此时，左旋圆极化(l)与右旋圆极化(r)具有不同的阵因子(af
l
,afr)，二者已解耦，可以独立调控，对应的计算公式为：
[0104][0105][0106]
因此，为使二者波束分别指向(θ
l
,φ
l
)与(θr,φr)，即令：
[0107][0108][0109][0110][0111]
则激励梯度相位β
m,n
与旋转pb梯度相位可由下式计算：
[0112]
β
x
＝kd
x
(-sinθ
l
cosφ
l-sinθrcosφr)/2
[0113]
βy＝kdy(-sinθ
l
cosφ
l-sinθrsinφr)/2
[0114][0115][0116]
由上式可知，左旋和右旋波束指向确定后，即可确定阵列所需单元的旋转角度梯度及激励梯度相位，此处旋转角度即为旋转pb梯度相位。为减少四涡旋波束之间的耦合，在确定波束指向时应尽量将四波束分别设置于空间四个象限之中，以增加波束之间的空间间隔。
[0117]
由于阵列分为上下两层馈电且对应子天线单元旋转角度均相同，而三者均与波束指向相互影响，因此采用matlab软件求解数值解的方式，确定一组旋转pb梯度相位以及上下激励梯度相位，使得正交极化方向上两种子单元阵列在具有相同pb梯度相位，不同激励梯度相位的情况下，产生分别位于空间中四个象限内的预定四波束。波束指向分别为：梯度相位的情况下，产生分别位于空间中四个象限内的预定四波束。波束指向分别为：
[0118]
此时阵列可形成四圆极化波束，而由阵列总场强可知，在旋转pb梯度相位中加入涡旋相位可以使左旋圆极化与右旋圆极化产生拓扑荷绝对值相同，但符号相反的涡旋波束；而上层(t)、下层(b)激励梯度相位可加入涡旋相位，可使左旋圆极化与右旋圆极化涡旋波束携带不同的拓扑荷。确定了单元激励梯度相位和单元旋转矩阵，即可通过设计馈线长度及单元旋转角度进行波束调控。
[0119]
为了实现携带oam的无线电波束，天线阵列应该呈现螺旋相位模式，即场强中存在
涡旋相位分量，预设角度φ
m,n
可表示为在旋转pb梯度相位与激励梯度相位中分别加入拓扑荷为l的涡旋相位分量后，总场强如下所示：
[0120]
当在旋转pb梯度相位中加入lφ
m,n
相位时，总场强为：
[0121][0122][0123]
当在激励梯度相位中加入lφ
m,n
相位时，总场强为
[0124][0125][0126]
因此，当在旋转pb梯度相位中加入lφi相位时，总场强中左旋圆极化包含拓扑荷为-l的涡旋相位，右旋圆极化包含拓扑荷为l的涡旋相位；而当在激励梯度相位中加入lφi相位时，总场强中左旋圆极化，右旋圆极化中均包含拓扑荷为l的涡旋相位。
[0127]
如此，涡旋波拓扑荷设计便包含旋转pb梯度相位中加入的涡旋相位拓扑荷、上层圆极化涡旋波拓扑荷和下层圆极化涡旋波拓扑荷三种自由度。不同自由度中特定拓扑荷涡旋相位对最终涡旋波束拓扑荷的影响如表1所示。
[0128]
表1
[0129]
[0130][0131]
根据上述结果，在实现四圆极化的基础上，在旋转pb梯度相位中加入l＝1的涡旋相位后，即可实现拓扑荷分别为l
(t,l)
＝l
(b,l)
＝-1，l
(t,r)
＝l
(b,r)
＝1的四涡旋波束；而在旋转pb梯度相位与下层激励梯度相位中分别加入l＝1的涡旋相位后，即可实现拓扑荷分别为以下值的四涡旋波束：
[0132]
l
(t,l)
＝-1，l
(b,l)
＝0，l
(t,r)
＝ 1，l
(b,r)
＝ 2。
[0133]
为验证上述结论，设计馈电网络以实现拓扑荷分别为l
(t,l)
＝l
(b,l)
＝-1，l
(t,r)
＝l
(b,r)
＝1的四涡旋波束。由于该波束天线由两组馈电网络共同馈电，为了实现上述激励梯度相位，设计了如图15两组馈电网络，其中，图15(a)为上层激励馈线结构图，图15(b)为下层激励馈线结构图。两组馈电网络均包括六级独立的二等分功率分配器，阶梯阻抗匹配器以及由不同长度微带线实现的移相器。上下两组馈电网络中不同馈线所对应的阻抗及宽度分别如下表2和表3所示，其中，阻抗z5与z
10
对应移相器，其长度随激励梯度相位变化而变化。
[0134]
表2
[0135] z1z2z3z4z5特征阻抗(ω)5067926592宽度(mm)2.251.250.561.30.56长度(mm)54.73.97～80.274.75/
[0136]
表3
[0137] z6z7z8z9z
10
特征阻抗(ω)5061755375宽度(mm)1.430.860.671.230.67长度(mm)105.083.605～74.55.06/
[0138]
由于所有天线单元的单元旋转角度与激励梯度相位均不同，故天线单元的上下层激励馈线应进行相应的设计，保证在天线单元旋转不同角度时激励梯度相位仍能达到预期要求。
[0139]
需要注意的是，当单元旋转角度改变180度时，若激励梯度相位增加或减少180度，
总场强保持不变。
[0140]
因此，若一些天线单元相位难以达到要求时，可以将天线单元旋转，并改变激励梯度相位，以便于达到预期的效果。
[0141]
实施例二：
[0142]
本实施例提供了解耦圆极化四涡旋波束天线的设计方法，该方法包括：
[0143]
步骤1，根据波束天线中天线单元的结构，通过扫描参数的方式，确定天线单元的结构参数，其中，天线单元包括多层介质板、矩形辐射贴片、上层激励馈线、金属接地板以及下层激励馈线；
[0144]
具体的，根据新型广义顺序旋转阵列理论可知，单元旋转角度可以实现波束解耦的功能。同时馈线馈电具备更多的灵活性，通过改变不同的馈线长度，其激励梯度相位就会发生变化，进而单元旋转角度与激励梯度相位决定了波束指向。基于此，本实施例对天线单元进行了精心的设计，通过hfss软件对所设计单元建模及数值仿真。
[0145]
为满足双线极化单元设计要求，本实施例设计一款三层双馈矩形天线单元，该天线单元可视为由共用同一贴片的两正交极化子单元组成而成。
[0146]
天线单元结构如图2所示，图2(a)为单元正视图，(b)为单元侧视图。(c)为单元上层贴片结构，(d)为单元上层激励馈线金属结构，(e)为单元金属接地板，(f)为单元底层馈线金属结构。单元中馈电分为两层，上层激励馈线位于贴片所在介质板下方，馈电方式为临近耦合馈电，通过介质板将能量传输至辐射贴片来辐射线极化波；第二层馈线位于下层f4b介质板下方，该介质板上层为带有h型缝隙的金属接地板，馈线采用孔径耦合馈电的方式，将能量通过h型缝隙向上传输至辐射贴片。
[0147]
进一步的，该步骤1中，确定该矩形辐射贴片长度和宽度的确定过程具体包括：
[0148]
步骤11，分别根据上层介质板、下层介质板的厚度，利用长宽理论值计算公式，计算矩形辐射贴片长度和矩形辐射贴片宽度的理论值，以组成长度取值范围、宽度取值范围；
[0149]
步骤12，采用扫描参数的方式，在长度取值范围、宽度取值范围内进行阻抗匹配与参数设置，以确定矩形辐射贴片长度和宽度。
[0150]
具体的，基本天线单元结构由f4b介质板(εr＝2.65 j0.001)、金属接地板、传输电磁能量的馈线结构以及矩形辐射贴片结构组成；需确定介质板厚度h1、h2、h3，单元间隔沿x方向，y方向分别为d
x
，dy，矩形辐射贴片长和宽分别为a、b，馈线宽度w1、w2。矩形辐射贴片边长a、b和馈线宽度w1、w2可根据工作频率来设定。
[0151]
在已知介质板介电常数εr、中心频率f0、介质板厚度h(包括上层为f4b介质板厚度h1、下层f4b介质板厚度h3)的条件下，根据如下长宽理论值计算公式可以计算出矩形辐射贴片长度a、宽度b的取值范围，对应公式为：
[0152][0153]
式中，b为矩形辐射贴片宽度的理论值，a为矩形辐射贴片长度的理论值，δl为微带线边缘扩展长度，ε
eff
为有效相对介电常数，f0为天线工作中心频率，εr为介质板介电常数，c为光速，λe为波长参数。
[0154]
在经过上述理论得出理论范围后，对天线进行扫参优化，最终该天线单元最终参数如下：介质板厚度分别为h1＝0.8mm，h2＝0.8mm，h3＝0.5mm，矩形辐射贴片边长a＝6mm，b＝8.22mm；底部接地板金属为铜，其电导率为σ＝5.8
×
107s/m，厚度为0.018mm；h型缝隙参数为：w3＝0.9mm，w4＝3.9mm，l5＝1.8mm，馈线宽度w1＝0.56mm，w2＝0.67mm。单元间隔为dx＝dy＝18mm；所有金属结构包括接地板、馈线结构和贴片结构均为金属铜，其电导率为σ＝5.8
×
107s/m，厚度为0.018mm。
[0155]
双端口的传输系数如图3所示，可以看出端口1在9.81-10.35ghz处s
11
小于-10db，绝对带宽为0.54ghz，相对带宽为5.36％。端口2在9.56-10.67ghz处s
22
小于-10db，绝对带宽为1.11ghz，相对带宽为11％。s
21
在8-12ghz整个频段范围内均低于-38db，具有很高的隔离度。
[0156]
为验证双端口馈电所产生的电磁波均为线极化，我们分析了天线单元分别在1端口(图4)和2端口(图5)单独馈电时的共极化与交叉极化分量在ludwid3直角坐标系下的辐射模式。其中，图4(a)为φ＝72
°
平面，图4(b)为φ＝150
°
平面，图4(c)为φ＝252
°
平面，图4(d)为φ＝330
°
平面；图5(a)为φ＝72
°
平面内，图5(b)为φ＝150
°
平面内，图5(c)为φ＝252
°
平面内，图5(d)为φ＝330
°
平面内。
[0157]
在不同垂直平面内如φ＝72
°
,150
°
,252
°
,330
°
内，可以看出，当1端口单独馈电时，在
±
47
°
范围内，共极化分量保持在-3db以上，而且在此区域内，交叉极化分量强度在e面和h面均低于-30db，在对角面即处仍小于-24db；当2端口单独馈电时，在
±
40
°
范围内，共极化分量保持在-3db以上，而且在此区域内，交叉极化分量强度在e面和h面均低于-30db，在对角面即φ＝45
°
，135
°
处仍小于-20db，表明非旋转天线单元具有极高的线极化性能。因此，该单元符合所需单元的性能。
[0158]
步骤2，采用双层馈线方式，确定波束天线的正交极化馈线结构，其中，正交极化馈线结构包括上层激励馈线和下层激励馈线；
[0159]
步骤3，对天线单元进行周期性排布，并确定各个天线单元的单元旋转角度与激励梯度相位，其中，单元旋转角度为矩形辐射贴片的倾斜角度；
[0160]
步骤4，根据正交极化馈线结构以及周期性排布的多个天线单元，确定波束天线的馈电网络。
[0161]
进一步的，单元旋转角度的计算公式为：
[0162][0163]
式中，为单元旋转角度，(m，n)为天线单元的排列位置，m为天线单元在波束天线中行数的最大值，n为天线单元在波束天线中列数的最大值，m＝1,2,
…
,m，n＝1,2,
…
,n，为天线单元在x方向上旋转角度梯度，为天线单元在y方向上旋转角度梯度。
[0164]
激励梯度相位的计算公式为：
[0165]
β
m,n
＝[m-(m 1)/2]β
x
[n-(n 1)/2]βy[0166]
式中，β
m,n
为激励梯度相位，β
x
为x轴方向上的激励梯度相位，βy为y轴方向上的激励梯度相位，(m，n)为天线单元的排列位置。
[0167]
具体的，基于上述天线单元，本实施例设计了在空间四个不同象限产生拓扑荷为l
(t,l)
＝l
(b,l)
＝-1，l
(t,r)
＝l
(b,r)
＝1的四涡旋波束。其中l
(t,l)
为上层馈电网络产生的左旋圆极化涡旋波束的拓扑荷数，l
(t,r)
为上层馈电网络产生的右旋圆极化涡旋波束的拓扑荷数，l
(b,l)
为下层馈电网络产生的左旋圆极化涡旋波束的拓扑荷数，l
(b,r)
为下层馈电网络产生的右旋圆极化涡旋波束的拓扑荷数。
[0168]
由阵列天线理论可知，单元的远区辐射场为：
[0169][0170]
平面阵列辐射场为：
[0171][0172]
根据新型广义顺序旋转阵列理论，在m
×
n矩形平面阵中，沿x轴，y轴方向单元间距分别为d
x
，dy。在阵列第m行，第n列的单元具有单元旋转角度与激励梯度相位β
m,n
(m＝1，
…
，m；n＝1，
…
，n)，且单元旋转角度，激励梯度相位在x轴方向，y轴方向均为梯度分布，二者分别表示为：
[0173]
φ
m，n
＝[m-(m 1)/2]φ
x
[n-(n 1)/2]φy[0174]
β
m，n
＝[m-(m 1)/2]β
x
[n-(n 1)/2]βy[0175]
式中β
x
为x方向上的激励梯度相位，βy为y方向上的激励梯度相位，为x方向上旋转角度梯度，为y方向上旋转角度梯度。
[0176]
此时，天线单元远场场强在正交圆极化基下可写成：
[0177][0178]
假设各单元激励振幅相同，即α
m，n
＝α0，此时平面阵列旋转总场强为：
[0179][0180][0181]
式中，为第(m，n)个单元的旋转矩阵，r为天线单元到观测点的距离，k为波矢量，θ为波束指向俯仰角，为波束指向方位角。
[0182]
此时，左旋圆极化(l)与右旋圆极化(r)具有不同的阵因子(af
l
，afr)，二者已解耦，可以独立调控，对应的计算公式为：
[0183][0184][0185]
因此，为使二者波束分别指向与即令：
[0186][0187][0188][0189][0190]
则激励梯度相位与旋转pb梯度相位可由下式计算：
[0191][0192][0193][0194][0195]
由于单元具有上下两层馈电结构，因此，具有两组不同激励梯度相位，而波束最大辐射方向与旋转角度、激励梯度相位有关，即：
[0196][0197][0198][0199][0200]
由上式可知，波束指向确定后，即可确定阵列所需的单元旋转角度梯度及激励梯
度相位，此处旋转角度即为旋转pb梯度相位。此时四波束为四圆极化波束，为减少四涡旋波束之间的耦合，在确定波束指向时应尽量将四波束分别设置到空间四个象限之中。
[0201]
由于阵列分为上下两层馈电，旋转角度却相同，而三者均与波束指向相互影响。因此采用matlab求解数值解的方式，确定一组旋转pb梯度相位以及上下激励梯度相位，使得阵列上下两层在具有相同pb梯度相位，不同激励梯度相位的情况下，产生的波束指向分别位于空间中四个象限内，其中，波束指向分别为：
[0202]
θ1＝30
°
，θ2＝30
°
，θ3＝30
°
，θ4＝30
°
，
[0203]
所确定的旋转pb梯度相位以及上下激励梯度相位如下图所示，图6为上层激励梯度相位图，图7为下层激励梯度相位图，图8为旋转pb梯度相位分布图。此时阵列可形成四圆极化波束，而由阵列总场强可知，在旋转pb梯度相位中加入涡旋相位可以使左旋圆极化与右旋圆极化产生拓扑荷绝对值相同，但符号相反的涡旋波束；而上层(t)，下层(b)激励梯度相位可加入不同拓扑荷的涡旋相位。确定了单元激励梯度相位和单元旋转矩阵，即可通过设计馈线长度及单元旋转角度进行波束调控。
[0204]
可知当在旋转pb梯度相位中加入l1φi目位时(l1＝λ-2，-1，0，1，2λ)，总场强变为：
[0205][0206][0207]
当在激励梯度相位中加入lφ
m，n
相位时，总场强为：
[0208][0209][0210]
因此，当在旋转pb梯度相位中加入lφi相位时，总场强中左旋圆极化包含拓扑荷为-l的涡旋相位，右旋圆极化包含拓扑荷为l的涡旋相位；而当在激励梯度相位中加入lφi相位时，总场强中左旋圆极化，右旋圆极化中均包含拓扑荷为l的涡旋相位。
[0211]
如此，涡旋波拓扑荷设计便包含旋转pb梯度相位中加入的涡旋相位拓扑荷、上层圆极化涡旋波拓扑荷和下层圆极化涡旋波拓扑荷三种自由度。不同自由度中特定拓扑荷涡旋相位对最终涡旋波束拓扑荷的影响如上表1所示，此处不再赘述。
[0212]
当旋转pb梯度相位中加入拓扑荷为1的涡旋相位时，即可实现l
(t，l)
＝l
(b，l)
＝-1，l
(t，r)
＝l
(b，r
)＝1的四涡旋波束，此时旋转pb梯度相位如图9所示。安装所需旋转pb梯度相位与激励梯度相位组阵，最终阵列及波束如图10所示。
[0213]
为验证上表准确性，再次建立如下阵列2的仿真模型并进行验证：
[0214]
l
2(t，l)
＝-1，l
2(b，l)
＝0，l
2(t，r)
＝ 1，l
2(b，r)
＝ 2
[0215]
其中，旋转pb梯度相位与下层激励梯度相位均中加入拓扑荷为1的涡旋相位，此时下层激励梯度相位如图11所示，图12为波束仿真结果，结果证明可以实现预期模式的涡旋波束。
[0216]
对阵列1即l
(t，l)
＝l
(b，l)
＝-1，l
(t，r)
＝l
(b，r)
＝1涡旋波束天线阵列进行结果分析，图13为一端口反射系数s
11
示意图，在8.12-11.46ghz频段范围内s11低于-10db，图14为一端口
反射系数s
22
示意图，在8.66-11.58频段范围内s22低于-10db。
[0217]
为验证涡旋波束模式数为预期设计拓扑荷，在hfss中进行仿真运算，并将电场数据导入至matlab中进行后处理。如图16至19所示，分别为10ghz处，θ1＝30
°
，θ2＝30
°
，θ3＝30
°
，θ4＝30
°
，方向上电磁波能量分布振幅图与相位图，可以看出，四个指向处分形成拓扑荷为l1＝-1，l2＝1，l3＝-1，l4＝1的涡旋波束，验证了本实施例预定的功能。
[0218]
为验证波束指向为预期设计指向，在hfss中进行仿真运算，其二维远场方向图如图20至图23所示，在θ＝30
°
处出现涡旋零深，且两侧为方向图最高点，可知在θ1＝30
°
，θ2＝30
°
，θ3＝30
°
，θ4＝30σ，处产生涡旋波束验证了本实施例预定的功能。
[0219]
本技术中的步骤可根据实际需求进行顺序调整、合并和删减。
[0220]
本技术装置中的单元可根据实际需求进行合并、划分和删减。
[0221]
尽管参考附图详地公开了本技术，但应理解的是，这些描述仅仅是示例性的，并非用来限制本技术的应用。本技术的保护范围由附加权利要求限定，并可包括在不脱离本技术保护范围和精神的情况下针对发明所作的各种变型、改型及等效方案。