一种两电平型三相可升降压PFC整流变换器及其构成的三相整流变换器的制作方法

一种两电平型三相可升降压pfc整流变换器及其构成的三相整流变换器
技术领域
1.本技术涉及三相整流变换器技术领域，具体涉及一种两电平型三相可升降压pfc整流变换器及其构成的三相整流变换器。


背景技术：

2.当前用电设备功率越来越大，采用三相供电方式的用电设备也越来越多，如果用电设备没有功率因数矫正(pfc)功能就会对电网的电能质量破坏很大，严重时甚至会导致电网的瘫痪。为满足电网质量要求，减少对电网的谐波污染或者造成配网不必要的输送负担，三相用电设备必须具备pfc功能或者增加滤波装置，以满足相关法规要求。
3.一般来说，对于三相交流输入的整流变换电路，如果需要pfc功能，则通常以两电平或者三电平升压型为主。但升压后，输出电压较高，对后端所接的变换器或者负载使用有所限制，如输入标称三相三线380v的交流电压，输出一般都设定在720v左右，甚至高达800v。当后端输出电压还需要变换器调整时，常规的性能较好的功率管在650v以下，近年有电压稍高且高频开关性能较好的1200v左右的sic等新型开关器件，但成本高昂；为解决整流变换器后端的直流变换器的功率器件的局限性，同时又兼顾效率及其他因素，近年来降压型的两电平整流变换器也成为大家研究的热点，如图1升压式pfc，当初电压较低时则需要做降低处理，图2所示的为降压式pfc，如果采用降压式但其理论上可以稳定输出最高为1.5倍相电压峰值电压的额定电压，如果输出需求电压是超过该电压范围的，但又未达到倍的相电压峰值，则后端必须再增配一级非隔离式的dc/dc直流变换电路(如升压式的方案) 变换为所需要的输出电压，图3则是采用升压或者降压方案再经过一级dc/dc稳压变换来实现，两级方案成本较高，同时由于两级的变换，效率会降低。


技术实现要素：

4.本实用新型的目的在于，提供一种两电平型三相可升降压pfc整流变换器及其构成的三相整流变换器，解决现有技术存在两级变换器需要多次变换、控制算法相对复杂、导流通路器件多和不能充分利用降压开关器件导流能力导致损耗大，从而不适宜在体积有限、成本要求相对较高或者输出较宽变动范围的场所进行应用的技术问题。
5.本实用新型采取的一种技术方案是：一种两电平型三相可升降压pfc整流变换器，包括输入降压开关整流桥臂组、储能续流单元和升压开关单元；所述输入降压开关整流桥臂组包括第一降压开关整流桥臂、第二降压开关整流桥臂和第三降压开关整流桥臂，每个降压开关整流桥臂均包括交流输入端口、正输出端口和负输出端口，所述交流输入端口、正输出端口和负输出端口之间设置有等效可控选择开关；所述储能续流单元包括第一续流电感、第二续流电感和第七二极管；所述升压开关单元包括第七开关管、第八至第九二极管和第一滤波电容；
6.所述第一降压开关整流桥臂、第二降压开关整流桥臂和第三降压开关整流桥臂的
正输出端口依次连接后，再与所述第七二极管的阴极和第一续流电感的一端连接；所述第一降压开关整流桥臂、第二降压开关整流桥臂和第三降压开关整流桥臂的负输出端口依次连接后，再与所述第七二极管的阳极和第二续流电感的一端连接；所述第一续流电感的另一端与所述第八二极管的阳极和第七开关管的漏极连接；所述第二续流电感的另一端与所述第九二极管的阴极和第七开关管的源极连接；所述第一滤波电容一端与第八二极管的阴极连接，形成整流变换器的正输出端，所述第一滤波电容另一端与第九二极管的阳极连接，形成整流变换器的负输出端。
7.进一步地，所述等效可控选择开关由一个开关管和四个二极管组成，或者由两个开关管和两个二极管组成；
8.当所述等效可控选择开关由一个开关管和四个二极管组成时，所述开关管的源极与第一二极管和第二二极管的阳极连接，所述开关管的漏极与第三二极管和第四二极管的阴极连接；所述第一二极管的阴极与所述正输出端口连接；所述第二二极管的阴极和第三二极管的阳极与所述交流输入端口连接；所述第四二极管的阳极与所述负输出端口连接；
9.当所述等效可控选择开关由两个开关管和两个二极管组成时，第一开关管和第一二极管串联成第一支路后，一端与所述交流输入端口连接，另一端与所述正输出端口连接，第二开关管和第二二极管串联成第二支路后，一端与所述交流输入端口连接，另一端与所述负输出端口连接，所述第一支路与所述第二支路关于所述交流输入端口对称。
10.进一步地，所述开关管和第七开关管均为设置有反并二极管的高频开关管或等效为相同功能的高频开关管，所述反并二极管为集成二极管、寄生二极管或外加二极管；所述第一滤波电容为有极性的电容或无极性的电容。
11.进一步地，还包括输入滤波器，所述输入滤波器与所述第一降压开关整流桥臂、第二降压开关整流桥臂和第三降压开关整流桥臂的交流输入端口连接。
12.上述两电平型三相可升降压pfc整流变换器的控制方法为：
13.s100：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；
14.s200：根据步骤s100中的锁相相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；
15.s300：根据步骤s200中各相电源的电压的瞬时值大小及输出电压设定判断整流变换器的工作模式为降压模式还是升压模式、确定施加在输入降压开关整流桥臂组上的“高”模式驱动信号是pwm驱动信号还是常通信号以及对第七开关管是否进行pwm驱动控制；如果两相的相间瞬时值压差最大数值大于输出电压设定值则为降压模式，无须开通第七开关管，“高”模式驱动信号是pwm驱动信号；如果两相的相间瞬时值压差最大数值等于或者小于输出电压设定值则为升压模式，需要开通第七开关管，“高”模式驱动信号是常通信号；
16.s400：对当前区间段下的输入降压开关整流桥臂组施加驱动信号进行pwm驱动控制，使其中瞬时值较高的两相电流先导通；将已导通的瞬时值次高相交流回路上的开关管通路关断，让瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流继续导通；具体方法为：给瞬时值最高与最低的两相交流回路中对应降压开关整流桥臂的开关管同时施加相同占空比大小的“高”模式pwm 驱动信号，同时对幅值瞬时值次高的电流回路中对应降压开关整流桥臂的开关管施加“中”模式pwm驱动信号，使在各个区间段中，施加“高”模式pwm驱动信号的开关管后关
断，施加“中”模式pwm驱动信号的开关管先关断；使各相电流在每个开关周期内都能够导通；
17.s500：在各相电流按照设定需要进行导通后，通过储能续流单元进行续流；如果是降压模式下，则关断输入降压开关整流桥臂组的所有驱动信号，如果是升压模式下，则只需要关断第七开关和幅值瞬时值次高的电流回路中对应降压开关整流桥臂的所有驱动信号。
18.进一步地，在步骤s300～s500中，对交流输入瞬时值最低相的降压开关整流桥臂施加与“高”模式pwm驱动信号相同的驱动信号或早于“中”模式关闭且与“高”模式pwm驱动信号同时关断的驱动信号。
19.进一步地，在步骤s300～s500中，当第七开关管处于pwm工作状态时，第七开关管的 pwm开关频率与控制第一降压开关整流桥臂、第二降压开关整流桥臂和第三降压开关整流桥臂的pwm开关频率一致。
20.进一步地，每相导通电流的时间与相电压的瞬时值成正比关系，瞬时值最大相的电流导通时间等于其它两相电流导通时间的总和。
21.本实用新型采取的另一技术方案是；一种三相整流变换器，包括至少两个前述技术方案所述的两电平型三相可升降压pfc整流变换器，每个两电平型三相可升降压pfc整流变换器之间并联连接，并且每个两电平型三相可升降压pfc整流变换器的pwm驱动信号的工作相位按照1/n个高频开关周期交错，其中，n为两电平型三相可升降压pfc整流变换器的总数。
22.本实用新型的有益效果在于：
23.(1)从结构及性能上，克服了传统的升压式三相整流变换电路后端高电压的弊端，也简化了多级电路变换的复杂性，使得后端的直流变换器功率器件的受限性降低，可选余地更大；
24.(2)改变了传统升压或者降压式三相整流变换电路的实现形式，输出电压相对交流输入来说局限性更小，可以为升压，可以为降压，甚至可以为相差幅值中的电压，即输出电压介于倍至倍输入相电压范围内，在替代传统的无源pfc优势十分明显，尤其是替代传统的30kw以下的三相无源pfc；
25.(3)当输出电压大于倍输入相电压范围内时，或者输入电压范围波动幅度远大于倍至倍输入相电压范围时，传统方案必须两级稳压电路，相比传统的两级直流稳压电路，本实用新型可以根据需要工作在降压或者升压状态，开关器件的高频切换少，损耗降低，本实用新型的开关损耗从直观角度不及现有已知方案的一半，效率更高，适合于高效率及高功率密度需求场合；
26.(4)由于结构上的简化，只需控制降压开关整流桥臂或者升压开关的导通即可，进而降低了控制的难度，从pfc功能的开关操作来看，通过对每相的开关管施加有规律或者逻辑的组合pwm驱动信号，简化控制方法。
附图说明
27.为了更清楚地说明本实用新型实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本技术的一些实施例，对于
本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
28.图1是现有的经典升压式pfc电路结构示意图；
29.图2是经典六开关降压式整流器电路示意图；
30.图3是现有的直流输出方框示意图；
31.图4是本实用新型实施例1的两电平型三相可升降压pfc整流变换器的示意图；
32.图5是本实用新型实施例1的三相交流电压波形示意及交汇点定义示意图；
33.图6是本实用新型实施例1的降压开关桥臂中等效可控选择开关的具体实施例示意图；
34.图7是本实用新型实施例1的变换器另外一种变形实施例示意图；
35.图8是本实用新型实施例1的ac-bc区间ab相导通回路示意图1，此时为降压电感储能模式；
36.图9是本实用新型实施例1的ac-o区间bc相续流回路示意图；
37.图10是本实用新型实施例1的o-bc区间ac相续流回路示意图；
38.图11是本实用新型实施例1的ac-bc区间电感电流续流回路示意图；
39.图12是本实用新型实施例1的ac-bc区间ab相导通回路示意图2，此时为升压电感储能模式；
40.图13是本实用新型实施例1的等效变换简化示意图；
41.图14是本实用新型实施例1三相交流周期内降压模式下各开关组驱动波形关系示意；
42.图15是本实用新型实施例1三相交流周期内升压模式各开关组驱动波形关系示意；
43.图16是本实用新型实施例2的结构示意图。
44.附图标记解释：kb1-第一降压开关整流桥臂，kb2-第二降压开关整流桥臂，kb3-第三降压开关整流桥臂，d1-第一二极管，d2-第二二极管，d3-第三二极管，d4-第四二极管，d7
‑ꢀ
第七二极管，d8-第八二极管，d9-第九二极管，t1-第一开关管，t2-第二开关管，t7-第七开关管，t8-第八开关管，l1-第一续流电感，l2-第二续流电感，c1-第一滤波电容，c2-第二滤波电容，phase a-a相输入，phase b-b相输入，phase c-c相输入，1-交流输入端口，2-正输出端口，3-负输出端口。
具体实施方式
45.为了能够更清楚地理解本实用新型的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本实用新型进行进一步的详细描述。在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本实用新型，但是，本实用新型还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本实用新型并不限于下面公开的具体实施例的限制。
46.除非另作定义，此处使用的技术术语或者科学术语应当为本技术所述领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本专利申请说明书以及权利要求书中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。同样，“一个”或者“一”等类似词语也不表示数量限制，而是表示存在至少一个。“连
接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。“上”、“下”、“左”、“右”等仅用于表示相对位置关系，当被描述对象的绝对位置改变后，则该相对位置关系也相应地改变。
47.实施例1：
48.如图4所示，一种两电平型三相可升降压pfc整流变换器，包括输入降压开关整流桥臂组、储能续流单元和升压开关单元；所述输入降压开关整流桥臂组包括第一降压开关整流桥臂kb1、第二降压开关整流桥臂kb2和第三降压开关整流桥臂kb3，每个降压开关整流桥臂均包括交流输入端口1、正输出端口2和负输出端口3，所述交流输入端口1、正输出端口 2和负输出端口3之间设置有等效可控选择开关；所述储能续流单元包括第一续流电感l1、第二续流电感l2和第七二极管d7；所述升压开关单元包括第七开关管t7、第八至第九二极管d8～d9和第一滤波电容c1；
49.所述第一降压开关整流桥臂kb1、第二降压开关整流桥臂kb2和第三降压开关整流桥臂kb3的正输出端口2依次连接后，再与所述第七二极管d7的阴极和第一续流电感l1的一端连接；所述第一降压开关整流桥臂kb1、第二降压开关整流桥臂kb2和第三降压开关整流桥臂kb3的负输出端口3依次连接后，再与所述第七二极管d7的阳极和第二续流电感 l2的一端连接；所述第一续流电感l1的另一端与所述第八二极管d8的阳极和第七开关管 t7的漏极连接；所述第二续流电感l2的另一端与所述第九二极管d9的阴极和第七开关管 t7的源极连接；所述第一滤波电容c1一端与第八二极管d8的阴极连接，形成整流变换器的正输出端，所述第一滤波电容c1另一端与第九二极管d9的阳极连接，形成整流变换器的负输出端。
50.所述等效可控选择开关由一个开关管和四个二极管组成，或者由两个开关管和两个二极管组成；可根据交流整流导通的需要对高频开关管施加高频pwm驱动信号，控制开通与关断，从而实现有方向选择性的导通连接，即形成对交流正半波的高频脉冲式整流导通，或者交流负半波高频脉冲式整流导通。
51.当所述等效可控选择开关由一个开关管和四个二极管组成时，所述开关管的源极与第一二极管d1和第二二极管d2的阳极连接，所述开关管的漏极与第三二极管d3和第四二极管 d4的阴极连接；所述第一二极管d1的阴极与所述正输出端口2连接；所述第二二极管d2 的阴极和第三二极管d3的阳极与所述交流输入端口1连接；所述第四二极管d4的阳极与所述负输出端口3连接；
52.当所述等效可控选择开关由两个开关管和两个二极管组成时，第一开关管t1和第一二极管d1串联成第一支路后，一端与所述交流输入端口1连接，另一端与所述正输出端口2 连接，第二开关管t2和第二二极管d2串联成第二支路后，一端与所述交流输入端口1连接，另一端与所述负输出端口3连接，所述第一支路与所述第二支路关于所述交流输入端口1对称。
53.实施例1工作时，所述第一降压开关整流桥臂kb1、第二降压开关整流桥臂kb2和第三降压开关整流桥臂kb3的交流输入端口1分别连接三相交流电源。在实施例1中，所述开关管和第七开关管t7均为设置有反并二极管的高频开关管或等效为相同功能的高频开关管，所述反并二极管为集成二极管、寄生二极管或外加二极管；所述第一滤波电容c1为有极性的电容或无极性的电容。实施例1还可以包括输入滤波器，所述输入滤波器一端与所述第一
降压开关整流桥臂kb1、第二降压开关整流桥臂kb2和第三降压开关整流桥臂kb3的交流输入端口1连接，另一端与三相交流电源连接，对输入电源起滤波作用，同时也可以对内部的杂波反射至输入端起滤波和衰减作用。
54.上述两电平型三相可升降压pfc整流变换器的控制方法为：
55.s100：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；
56.s200：根据步骤s100中的锁相相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；
57.s300：根据步骤s200中各相电源的电压的瞬时值大小及输出电压设定判断整流变换器的工作模式为降压模式还是升压模式、确定施加在输入降压开关整流桥臂组上的“高”模式驱动信号是pwm驱动信号还是常通信号以及对第七开关管t7是否进行pwm驱动控制；如果两相的相间瞬时值压差最大数值大于输出电压设定值则为降压模式，无须开通第七开关管 t7，“高”模式驱动信号是pwm驱动信号；如果两相的相间瞬时值压差最大数值等于或者小于输出电压设定值则为升压模式，需要开通第七开关管t7，“高”模式驱动信号是常通信号；
58.s400：对当前区间段下的输入降压开关整流桥臂组施加驱动信号进行pwm驱动控制，使其中瞬时值较高的两相电流先导通；将已导通的瞬时值次高相交流回路上的开关管通路关断，让瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流继续导通；具体方法为：给瞬时值最高与最低的两相交流回路中对应降压开关整流桥臂的开关管同时施加相同占空比大小的“高”模式pwm 驱动信号，同时对幅值瞬时值次高的电流回路中对应降压开关整流桥臂的开关管施加“中”模式pwm驱动信号，使在各个区间段中，施加“高”模式pwm驱动信号的开关管后关断，施加“中”模式pwm驱动信号的开关管先关断；使各相电流在每个开关周期内都能够导通；
59.s500：在各相电流按照设定需要进行导通后，通过储能续流单元进行续流；如果是降压模式下，则关断输入降压开关整流桥臂组的所有驱动信号，如果是升压模式下，则只需要关断第七开关和幅值瞬时值次高的电流回路中对应降压开关整流桥臂的所有驱动信号。
60.判断瞬时值大小的方法为比较各相瞬时值的绝对值大小。在步骤s300～s500中，对交流输入瞬时值最低相的降压开关整流桥臂施加与“高”模式pwm驱动信号相同的驱动信号或早于“中”模式关闭且与“高”模式pwm驱动信号同时关断的驱动信号。当第七开关管t7 处于pwm工作状态时，第七开关管t7的pwm开关频率与控制第一降压开关整流桥臂kb1、第二降压开关整流桥臂kb2和第三降压开关整流桥臂kb3的pwm开关频率一致。每相导通电流的时间与相电压的瞬时值成正比关系，瞬时值最大相的电流导通时间等于其它两相电流导通时间的总和。
61.如图6所示，所述等效可控选择开关具有三种内部结构。图6中的(b)由一个开关管和四个二极管组成时，所述开关管的源极与第一二极管d1和第二二极管d2的阳极连接，所述开关管的源极与第三二极管d3和第四二极管d4的阴极连接；所述第一二极管d1的阴极与所述正输出端口2连接；所述第二二极管d2的阴极和第三二极管d3的阳极与所述交流输入端口1连接；所述第四二极管d4的阳极与所述负输出端口3连接；图6中的(c)由两个开关管或两个二极管组成时，第一开关管t1和第一二极管d1串联后，第一二极管d1的阳极与所述
交流输入端口1连接，第一开关管t1的源极与所述正输出端口2连接，第二开关管 t2和第二二极管d2串联后，第二二极管d2的阴极与所述交流输入端口1连接，第二开关管t2的漏极与所述负输出端口3连接；将图6中的(c)中开关管和二极管的串联顺序进行调整则可以得到图6中的(d)。
62.此外，图6在开关管被施加开通驱动信号后，整个降压开关整流桥臂也可以等效为一个从负输出端口3连接到正输出端口2的两个串联二极管，只是两个二极管的连接点会被交流输入端口1的交流所箝位。以上是本领域的技术人员的公知常识，本实用新型不局限于上述高频开关管及二极管的连接方法来实现降压开关整流桥臂的交流输入端口1、正输出端口2 和负输出端口3之间的连接，其他可实现本实用新型可控选择开关的功能的组合方式亦都属于本实用新型的保护范畴。
63.假设在交流端口施加交流正半波，需要做正向整流脉冲导通控制时，当给图6中的第一开关管t1施加开通的pwm信号，则第一开关管t1导通，图6中的(b)中交流输入端口1 与正输出端口2之间为第三二极管d3与第一二极管d1串联，等效为一个阳极连接交流输入端口1，阴极连接正输出端口2的二极管，因此可做正向整流，图6中的(c)和图6中的(d) 中交流输入端口1与正输出端口2之间则等效为第一二极管d1的阳极连接交流输入端口1，第一二极管d1的阴极连接正输出端口2，因此可做正向整流。反之，假设在交流端口施加交流负半波，需要做负向整流脉冲导通控制时，当对图6中的(b)中的第一开关管t1或者对图6中的(c)和图6中的(d)的第二开关管t2施加开通的pwm信号，对应开关管导通，图6中的(b)中交流输入端口1与负输出端口3之间为第二二极管d2与第四二极管d4串联，等效为一个阴极连接交流输入端口1，阳极连接负输出端口3的二极管，因此可做负向整流，图6中的(c)和图6中的(d)中交流输入端口1与负输出端口3之间等效为第二二极管d2的阳极连接负输出端口3，第二二极管d2的阴极连接交流输入端口1，因此可做负向整流；当多个降压开关整流桥臂的输出端并联在一起时，如果同时开通可控开关管，因通路的二极管等效性质，二极管的电压偏置效应小，因此会优先最高电压正向导通或者最低电压负向导通，而另外通路的电压会因等效二极管被截止而无法导通。
64.因此，后续的讨论中，皆以降压开关整流桥臂正向整流导通或者负向整流导通表示上述工作原理和通路，并将对应通路记为“kb正”或者“kb负”。
65.如图5所示，实施例1输入的三相交流电源，包括a相输入phase a、b相输入phase b 和c相输入phase c，由于实际输入的交流电压可能存在瞬变或者畸变，所以实施例1所示的电压波形以标准的波形作为参考，便于后文描述。为了方便描述，设三相电压相差120
°
，且为正弦电压，每360
°
为一个循环；考虑到表述直观方便，以30
°
到390
°
，即下一周期的30
°
点为一个完整周期，各交汇点分别定义为ac(30
°
)、bc(90
°
)、ba(150
°
)、 ca(210
°
)、cb(270
°
)、ab(330
°
)、ac(30
°
或390
°
)；过零点标为“0”点。
66.如图4所示，正输出端与负输出端之间可接负载或可等效为负载的电路。根据电路降压的基本原理，输出电压比输入电压低才构成降压。因此在实施例1中，三相中瞬时值较大的两相形成导通，相对输出端则构成了电压差，以图5中a相的0
°
或者原点做参考，所述电压差的瞬时差值最低点应该是a相的30
°
、90
°
、150
°
、210
°
、270
°
、330
°
点，或者类似周期性相差关系点，此时的最低值为1 1/2倍的相电压最高幅值；所述电压差的瞬时差值最高点应该是a相的60
°
、120
°
、180
°
、240
°
、300
°
、360
°
点，或者类似周期性相差关系点，此时的最高值为
倍的相电压最高幅值。当输出电压设定小于倍的相电压最高幅值。当输出电压设定小于其中v为相电压有效值，则会小于三相电压两相间任意时刻的最小电压差值，实施例1的输出工作状态为全降压模式。当输出电压设定大于则会高于三相电压两相间任意时刻的最大电压差值，实施例1的输出工作状态为升压模式。当输出电压介于及之间，则实施例1的工作模式既有升压也有降压。
67.(1)根据输出电压需求判定为降压模式
68.如图8所示，从ac点开始到bc点的ac-bc区间内，a相与b相电压瞬时值的绝对值高于c相，根据前述的kb导通原理，如果对第一降压开关整流桥臂kb1、第二降压开关整流桥臂kb2和第三降压开关整流桥臂kb3同时施加pwm驱动开通信号，则与a相连接的第二降压开关整流桥臂kb2正导通，电压记为va；与b相连接的第一降压开关整流桥臂kb1 负导通，电压记为vb；与c相连接的第三降压开关整流桥臂kb3的“kb3正”通路的输出端因被电压va反偏而无法导通，a相的电流可经由“kb2正”通路流经第一续流电感l1、第八二极管d8、第一滤波电容c1及外接负载、第九二极管d9、第二续流电感l2，再经过“kb1负”通路回到b相交流源。此时，第一续流电感l1和第二续流电感l2处于降压储能状态，即因为输出电压低于输入电压“va-vb”，因此多余的电压被降压在第一续流电感l1 和第二续流电感l2上，因此第一续流电感l1和第二续流电感l2储能，与输出电压是正向串联关系。
69.如图9所示，在ac-0区间内，当“kb2正”通路的驱动被关断后，此时由于回路中有第一续流电感l1和第二续流电感l2的存在，所以电流无法立即反向，“kb3正”通路由于偏置电压va消失而导通，电压记为vc，但是由于vc比va瞬时值低，所以电感电动势会发生反向，电感释能续流。c相电流由“kb3正”通路流经第一续流电感l1、第八二极管d8、第一滤波电容c1及外接负载、第九二极管d9、第二续流电感l2，再经过“kb1负”通路回到b相交流源。此时，第一续流电感l1和第二续流电感l2处于升压释能状态，与输入电压vcb是正向串联关系。
70.如图10所示，在0-bc区间内，由于与c相连接的“kb3负”通路的输出端因被电压 vb反偏而无法导通，当“kb1负”通路的驱动被关断后，此时由于回路中有第一续流电感 l1和第二续流电感l2的存在，所以电流无法立即反向，“kb3负”通路由于偏置电压vb 消失而导通，电压记为vc，但是由于vc比vb瞬时值低，所以电感电动势会发生反向，电感释能续流。a相电流由“kb2正”通路流经第一续流电感l1、第八二极管d8、第一滤波电容c1及外接负载、第九二极管d9、第二续流电感l2，在经过“kb3负”通路回到c相交流源。此时，第一续流电感l1和第二续流电感l2处于升压释能状态，与输入电压vac是正向串联关系。
71.由上可知，在每个开关周期内均可实现每相电流的导通，实现高pf值及低thdi的关键在于，先由瞬时值较高且极性相反的两相导通，并在回路的电感上形成降压储能，而后关断瞬时值的绝对值次高相的导通回路，使续流电流通过瞬时值最低相。因此在每个开关周期，瞬时值次高相的电流回路会先关断，先关断的开关管的pwm驱动信号模式记为“中”，后关断的开关管的pwm驱动信号模式记为“高”。瞬时值最低相的开关管驱动虽然也可以施加“高”模式pwm驱动信号，但是瞬时值最低相的通路须在“中”模式pwm驱动信号关断后才能导通，这种pwm驱动信号模式记为“低”模式。因此在实施例1的实际控制中，虽然开关管导通的占空比可以有三种，但是正常情况下每个周期的pwm驱动信号有两种占空比数值即可满足控制。
72.如图11所示，当施加在降压开关整流桥臂上的所有pwm开通电压都关断，交流输入电流回路都被切断，由于电感的电流不能瞬变，第一续流电感l1和第二续流电感l2必然保持续流，因此第七二极管d7受正向偏置导通。电流由第一续流电感l1、第八二极管d8、第一滤波电容c1及外接负载、第九二极管d9、第二续流电感l2，再经过第七二极管d7构成电流续流回路。
73.根据以上关于实施例1的工作原理，在降压开关单元中，在同一开关周期内，导通回路上的开关管的pwm驱动信号先关断的pwm驱动信号模式记为“中”模式，后关断的pwm 驱动信号模式记为“高”模式。所述控制方法在每个开关周期先由瞬时值相对较高且极性相反的两相先导通，导通回路的电感则会产生压降和储能，随后关断瞬时值次高相的通路中的开关管，使续流电流通过瞬时值绝对值的最低相。因此在每个开关周期，三相均有电流流通，根据实时控制将pwm驱动信号占空比调制好，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，获得较高的pf值，即实现pfc矫正功能。
74.此外，在不考虑控制复杂性，只是需要实现相同效果的情况下，也可以采用另外一种控制模式：对各个降压开关整流桥臂的开关管不同时施加驱动信号，先给瞬时值较高且极性相反的两相施加信号使其导通，而后关断正在导通的两相中的瞬时值次高相电流通路的开关管，并对瞬时值最低相交流回路上的开关管施加驱动信号使其导通，从而使续流电流通过瞬时值最低相，然后再控制关断降压开关单元中的开关管。因此在每个开关周期，两相幅值同向的较高相的电流回路会先关断，先关断的pwm驱动信号模式记为“中”模式，后开通的pwm 驱动信号模式记为“低”模式，先开通而最后关断的pwm驱动信号模式记为“高”模式。该种方式其并未脱离我们前述的“高”“中”控制策略，因此后面不再做详细叙述。
75.(2)根据输出电压需求判定为升压模式
76.与各相交流连接的降压开关整流桥臂通路将按照如图15所示的pwm驱动控制方式，除将对应为“高”模式的pwm驱动进行直通外，还需要对第七开关管t7施加pwm驱动信号。即如图12所示，当第七开关管t7导通时，电流将被第七开关管t7直接短路形成回流环路，此时交流源的电压完全被施加在第一续流电感l1和第二续流电感l2上，因此电感储能。如图11所示，当第七开关管t7的关断时，由于第一续流电感l1和第二续流电感l2的存在，电流无法反向，继续保持原方向，但是由于va-vb低于输出电压，所以电感电动势会发生反向释能续流，与输入电压构成串联，与输入电源vab一起对输出或者负载端释放能量。在 ac～bc区间，当a相或者b相的整流通路关断后c相自动续流导通；
77.通过以上可知，幅值最高相与幅值最低相的降压开关整流桥臂在导通后形成第一整流电压，幅值最高相与幅值次高相的降压开关整流桥臂在导通后形成第二整流电压，第二整流电压会高于第一整流电压。因此，将次高相降压开关整流桥臂的开关管做pwm切换就可以实现输入整流电压回路的切换，从而配合后端第七开关管t7导通使三相电流都可以导通。因此该控制方式减少了两相降压开关整流桥臂的切换，也减少了关断及开通开关管的开关损耗，同时只切换次高相交流的降压开关整流桥臂，使降压开关整流桥臂的开关管所承受的电压只是第一电压与第二电压的压差，从而避免了三个降压开关整流桥臂都做pwm驱动的开通时的最高相电压压差，进一步降低了次高相降压开关整流桥臂开关管的开通损耗。为了统一与降压模式的控制方法的描述，我们将该变换常通驱动信号称之为特殊的“高”驱动信号，即该模式下“高”具备另外的特殊含义。
78.根据前述工作原理分析，可以对实施例1在各工作模式下的电路进行变换简化，在各通路瞬态情况下交流源通过二极管整流后可等效为直流源，或者说交流源加二极管在瞬时电路中可以视为直流源，同时交流回路中的开关管也可以简化等效为一个开关，电路中多个串联的可以简化为一个，因此实施例1的电路进行上述等效后，实际可以看作是一个升降压电路，如图13所示。因此该电路具备典型的降压功能和升压功能。考虑到线路中的器件导通损耗，死区、驱动延时等占空比导通角丢失以及必要的功率因素矫正功能，相比传统的两级变换模式，实施例1输出电压的幅值范围最优为输入三相相电压有效值的倍，也可以略微超过该范围。
79.由上面的分析可知，实施例1在上述升压控制模式下，省去了如图3所示的传统两级变换器中不必要的升压或者降压以及中间电容储能过程，同时相比其他的三相稳压变换器的开关器件变换次数大大减少，降低了开关损耗，提高了系统效率。
80.对于其他区间段而言，控制方法与ac-bc区间类似。对于bc-ba区间，在bc-0区间内，a、b两相电流通路的开关管驱动信号为“高”模式pwm驱动信号，c相的电流通路的开关管驱动信号为“中”模式pwm驱动信号，即c相回路先关断；在0-ba区间内，c、 b两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式pwm驱动信号，a相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式pwm驱动信号，即a相回路先关断。
81.对于ba-ca区间，在ba-0区间内，a、c两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式pwm驱动信号，b相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式pwm驱动信号，即b 相回路先关断；在0-ca区间内，a、b两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式pwm 驱动信号，c相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式pwm驱动信号，即c相回路先关断。
82.对于ca-cb区间，在ca-0区间内，b、c两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式pwm驱动信号，a相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式pwm驱动信号，即 a相回路先关断；在0-cb区间内，a、c两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式 pwm驱动信号，b相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式pwm驱动信号，即b相回路先关断。
83.对于cb-ab区间，在cb-0区间内，b、a两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式pwm驱动信号，c相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式pwm驱动信号，即c 相回路先关断；在0-ab区间内，b、c两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式pwm 驱动信号，a相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式pwm驱动信号，即a相回路先关断。
84.对于ab-ac区间，在ab-0区间内，c、a两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式pwm驱动信号，b相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式pwm驱动信号，即b 相回路先关断；在0-ac区间内，b、a两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式pwm 驱动信号，c相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式pwm驱动信号，即c相回路先关断。
85.由于现实中三相电压并不一定完全理想，存在相位、幅值、方向的变化，只能根据实际锁相来判断产生各区间段的驱动波形，因此应该以区间段各交流电压的瞬时波形的特征来判断，而不以理想角度来表示。根据三相电源信号的特点，可以分成十二个区间段，十二个区间段根据上述原理，第一至第三降压开关整流桥臂kb1～kb3的驱动信号的波形逻辑表如表 1所示。
86.表1开关管驱动状态逻辑表
[0087][0088]“低”模式表示根据前文所述的控制方法，可施加与最大瞬时值相的降压开关整流桥臂同样的驱动信号，或者最迟在瞬时值同方向的另外一相的开关管的驱动信号关闭前再施加与最大瞬时值相的开关管构成续流的驱动信号，占空比记为“高-中”。因此，考虑到控制的简化和归一化，在不影响功能实现的基础上，“低”模式均可以施加同“高”模式一致的驱动信号。此时表1可简化成如表2所示的开关管驱动状态逻辑表：
[0089]
表2简化后的开关管驱动状态逻辑表
[0090][0091][0092]
根据表2所示的开关管驱动状态逻辑表，将一个控制周期总分为12个区间段，并执行如下控制方法：
[0093]
检测输入交流电压，判断输入电压的各项指标是否满足工作条件，不满足条件继续等待；如若满足条件，则开始工作，根据输入的三相三线电源电压信号的锁相判断，分析各相电源的当前时刻所处的相位和区间段；分析出各相电源的电压的瞬时值的绝对值大小；并根据输入相间电压瞬时值的绝对值大小与输出电压设定值判断实施例1工作于升压模式还是降压模式。如果是升压模式，则需要根据运算结果施加pwm驱动信号开通第七开关管t7；如是降压模式，则无需开通第七开关管t7。同时对瞬时值的绝对值大小次高相的电流回路中对应降开关管施加“中”模式pwm驱动信号，给其余开关管施加相同占空比大小的“高”模式pwm 驱动信号，使瞬时值较高的两相电源构成电流通路，同时储能续流单元的电感上形成升压储能或者分压储能，在“中”模式pwm驱动信号关闭后，原施加“高”模式pwm驱动信号的另外两相的开关管会给电感提供续流通路而继续导通，如果是升压模式，当第七
开关管 t7q7关闭后，电感电动势反向后与输入电压串联即进入释能续流模式。“高”、“中”模式pwm驱动信号的具体占空比大小则由控制器实时控制运算结果确定。当降压开关桥臂组中所有开关管的驱动关闭后，电感电动势反向，电感电流由第七二极管d7构成通路。总体来说，各相输入导通电流的时间与相电压的瞬时值成相对关系，即瞬时值越高的，电流导通时间越久、占空比越大，瞬时值最大相的电流导通时间等于瞬时值相对较低另外两相电流导通时间的和，且小于开关周期的总时间，相关波形驱动如图14所示。
[0094]
通过上述控制方法，有效保证在每个开关周期，三相均有电流流通，同时根据实时控制将pwm驱动信号占空比调制好，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的pf值，即实现pfc矫正功能。在高功率密度场合，优势十分明显，可满足高精尖产品需要。
[0095]
实施例1的变形如图7所示，图7在实施例1的基础上增加了第八开关管t8和第二滤波电容c2。在某些输出电压相对较高的场合，考虑到升压开关管以及后端滤波电压的选取，可以将升压开关管和滤波电容采用串联的模式，但与实施例1没有本质上的区别。此外，实施例1中的第一续流电感l1、第二续流电感l2及第八二极管d8、第九二极管d9在回路中是串联关系，也可以等效为一个续流电感，或者一个二极管。在输出没有接隔离变换器的情况下，采用正负端的两个电感模式有利于输出电压的等效电位的稳定，或者当多路变换器交错并联的时候，相间的电位会因为错相而干涉导通，因此在输出端点与降压开关整流桥臂间有电感继续间隔续流。因此正常情况下，优先使用两个电感。此外，实施例1中的第七二极管d7也可以省去，通过对降压开关整流桥臂施加驱动进行上下导通从而代替二极管。但根据前述的降压开关整流桥臂的运行原理的介绍和分析，电路的等效阻抗相比单独的第七二极管d7要远大的多，且在降压开关整流桥臂导通的时候电位会被箝位在输入交流电压，因此，优选的，使用单独的第七二极管d7。
[0096]
实施例2：
[0097]
如图16所示，一种三相整流变换器，包括至少两个如实施例1所述的两电平型三相可升降压pfc整流变换器，每个两电平型三相可升降压pfc整流变换器之间并联连接，并且每个两电平型三相可升降压pfc整流变换器的pwm驱动信号的工作相位按照1/n个高频开关周期交错，其中，n为两电平型三相可升降压pfc整流变换器的总数。
[0098]
实施例2的控制方法与实施例1相同，通过实施例1所述的“高”、“中”模式pwm 驱动信号控制法，可以分别对n个并联连接的非隔离式三相升降压整流变换器进行控制，n 个并联连接的三相整流变换器的第一至第三降压开关整流桥臂kb1～kb3及第七开关管t7 的工作相位按照1/n个高频开关周期交错，因此交流输入端的电流可以构成多相交错并联，从而改善降压型电源输入电流断续的缺点。
[0099]
以上所述仅为本实用新型的优选实施例而已，并不用于限制本实用新型，对于本领域的技术人员来说，本实用新型可以有各种更改和变化。凡在本实用新型的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。