分布常数滤波器、分布常数线路谐振器和多工器的制作方法

1.本发明涉及分布常数滤波器、分布常数线路谐振器和包括该分布常数滤波器的多工器。


背景技术：

2.以往，已知有分布常数滤波器。例如，在日本特开2007-318271号公报(专利文献1)中公开了一种包括四个谐振元件的滤波器。该四个谐振元件中的各谐振元件具有两端部开路的微带线被弯曲的构造，并且在由该滤波器的中心频率和滤波器的带宽定义的频率范围内具有大致半波长的整数倍的电长度。
3.作为实现分布常数滤波器的低损耗的结构，例如在日本特开平4-43703号公报(专利文献2)中公开了一种包括所层叠的多个带状导体的对称型带状线谐振器。在多个带状导体的两端部，利用通孔将该多个带状导体相互连接。其结果是，在对称型带状线谐振器中，能将信号以同相位有利地向两带状导体输入。
4.现有技术文献
5.专利文献
6.专利文献1：日本特开2007-318271号公报
7.专利文献2：日本特开平4-43703号公报


技术实现要素：

8.发明要解决的问题
9.随着信号的波长变短，需要使与该信号谐振的分布常数线路谐振器的尺寸变小。为了使分布常数滤波器适用于例如像毫米波的信号那样具有非常短的波长的信号，需要使分布常数线路谐振器由非常小的导体形成。其结果是，分布常数滤波器的特性有可能因分布常数线路谐振器中的通孔(通路导体)的形成精度的偏差、或位置精度的偏差而劣化。
10.本发明是为了解决上述那样的课题而完成的，其目的在于使分布常数线路谐振器的制造偏差和由该制造偏差引起的分布常数滤波器的特性的劣化减小。
11.用于解决问题的方案
12.本发明的一方面的分布常数滤波器具备至少一个谐振器、以及第1接地电极。至少一个谐振器未被接地。第1接地电极在第1方向上与至少一个谐振器相对。至少一个谐振器中的各谐振器是分布常数线路谐振器。至少一个谐振器中的各谐振器包括多个分布常数线路、以及通路导体。多个分布常数线路沿第1方向层叠。通路导体沿第1方向延伸。多个分布常数线路中的各分布常数线路仅在该分布常数线路的两端部中的一端部连接于通路导体。
13.本发明的另一方面的分布常数线路谐振器具备多个分布常数线路、以及通路导体。多个分布常数线路沿第1方向层叠且未被接地。通路导体沿第1方向延伸。多个分布常数线路中的各分布常数线路仅在该分布常数线路的两端部中的一端部连接于通路导体。
14.发明的效果
15.根据本发明的分布常数滤波器，多个分布常数线路中的各分布常数线路仅在该分布常数线路的两端部中的一端部连接于通路导体，由此，能够使由分布常数线路谐振器的制造偏差引起的分布常数滤波器的特性的劣化减小。
16.根据本发明的分布常数线路谐振器，多个分布常数线路中的各分布常数线路仅在该分布常数线路的两端部中的一端部连接于通路导体，由此，能够减小制造偏差。
附图说明
17.图1是实施方式1的分布常数滤波器的外观立体图。
18.图2是从z轴方向俯视观察图1的分布常数滤波器而得到的图。
19.图3是从x轴方向俯视观察图1的分布常数滤波器而得到的图。
20.图4是表示在图1的分布常数滤波器的内部形成的多个电极的图。
21.图5是实施方式1的比较例1的分布常数滤波器的电介质基板内部的立体图。
22.图6是表示在分布常数线路谐振器中层叠的分布常数线路的数量(层叠数量)与作为该分布常数线路谐振器的陡度的指标的无负载q值的比率之间的关系的图。
23.图7是表示层叠数量和电场耦合的耦合系数的关系的图。
24.图8是表示层叠数量和磁场耦合的耦合系数的关系的图。
25.图9是一并表示图4的分布常数滤波器的通过特性(实线)和图5的分布常数滤波器的通过特性(虚线)的图。
26.图10是实施方式1的变形例1的分布常数滤波器的电介质基板内部的电极的立体图。
27.图11是实施方式1的变形例2的分布常数滤波器的电介质基板内部的电极的立体图。
28.图12是一并表示图10的分布常数滤波器的通过特性(实线)和图11的分布常数滤波器的通过特性(虚线)的图。
29.图13是实施方式1的变形例3的分布常数滤波器的电介质基板内部的电极的立体图。
30.图14是从y轴方向俯视观察实施方式1的变形例4的分布常数滤波器而得到的图。
31.图15是实施方式2的分布常数滤波器的外观立体图。
32.图16是实施方式2的分布常数滤波器的立体图。
33.图17是图15的xvii-xvii线剖视图。
34.图18是实施方式3的分布常数滤波器的立体图。
35.图19是从x轴方向俯视观察在odd模式下在图18的分布常数线路谐振器中流过高频信号的模拟中的电场强度的分布而得到的图。
36.图20是从x轴方向俯视观察在even模式下在图18的分布常数线路谐振器中流过高频信号的模拟中的电场强度的分布而得到的图。
37.图21是从x轴方向俯视观察在odd模式下在图16的分布常数线路谐振器中流过高频信号的模拟中的电场强度的分布而得到的图。
38.图22是从x轴方向俯视观察在even模式下在图16的分布常数线路谐振器中流过高频信号的模拟中的电场强度的分布而得到的图。
39.图23是实施方式3的变形例的分布常数滤波器的立体图。
40.图24是实施方式4的天线组件的剖视图。
41.图25是作为实施方式5的多工器的一例的双工器的等效电路图。
42.图26是表示形成图25的双工器的多个电极的立体图。
具体实施方式
43.以下，参照附图详细地说明实施方式。此外，对图中相同或相当的部分标注相同的附图标记，原则上不重复其说明。
44.[实施方式1]
[0045]
图1是实施方式1的分布常数滤波器1的外观立体图。图2是从z轴方向俯视观察图1的分布常数滤波器1而得到的图。图3是从x轴方向俯视观察图1的分布常数滤波器1而得到的图。图4是表示在图1的分布常数滤波器1的内部形成的多个电极的图。在图1～图4中，x轴、y轴和z轴相互正交。在之后说明的图5、图10、图11、图13～图23、图24和图26中也是同样的。
[0046]
参照图1～图4，分布常数滤波器1例如为长方体状。分布常数滤波器1具备：电介质基板100、分布常数线路谐振器131(第1谐振器)、分布常数线路谐振器132(第3谐振器)、分布常数线路谐振器133(第4谐振器)、分布常数线路谐振器134(第4谐振器)、接地电极121(第1接地电极)、接地电极122(第2接地电极)、接地导体部150、耦合电极120、输入输出端子p11(第1端子)和输入输出端子p12(第2端子)。
[0047]
参照图1，电介质基板100通过沿z轴方向(第1方向)层叠多个电介质层而形成。将与z轴方向垂直的、电介质基板100的最外层的面设为上表面uf1和底面bf1。上表面uf1和底面bf1在z轴方向上相对。将与z轴方向平行的面中的与zx平面平行的面设为侧面f11和侧面f13。将与z轴方向平行的面中的与yz平面平行的面设为侧面f12和侧面f14。
[0048]
在底面bf1形成有接地电极121。接地电极121将底面bf1覆盖。在上表面uf1配置有接地电极122。接地电极122将上表面uf1覆盖。在侧面f14、f13分别暴露有输入输出端子p11、p12。
[0049]
参照图2和图3，接地导体部150包括多个通路导体v10。分布常数线路谐振器131～134配置于接地电极121与接地电极122之间，并且被多个通路导体v10包围。多个通路导体v10中的各通路导体将接地电极121和接地电极122连接。分布常数线路谐振器131～134是在z轴方向上被接地电极121和接地电极122夹着的带状线。
[0050]
各分布常数线路谐振器131～134未被接地。分布常数线路谐振器131～134各自的两端部是电压可变的开路端。在各分布常数线路谐振器131～134中信号能够通过的路径的最大长度是能够通过分布常数滤波器1的期望的信号在电介质基板100内的波长(特定波长)的二分之一。即，各分布常数线路谐振器131～134是λ/2谐振器。分布常数滤波器1是由四个λ/2谐振器形成的四级分布常数滤波器。分布常数滤波器1的级数(谐振器的数量)也可以是二级或者三级，也可以是五级以上。此外，根据电介质基板100的介电常数的大小，电介质基板100内的信号的波长比真空中的该信号的波长短。
[0051]
一并参照图4，分布常数线路谐振器131包括多个分布常数线路141、以及通路导体v11。多个分布常数线路141沿z轴方向层叠。通路导体v11沿z轴方向延伸。分布常数线路谐
振器131由端部1311(第1端部)、端部1312(第2端部)和中间部1313形成。中间部1313沿y轴方向(第2方向)延伸，并将端部1311和端部1312连接。多个分布常数线路141中的各分布常数线路在端部1312处连接于通路导体v11。也可以使多个分布常数线路141中的各分布常数线路在端部1311处连接于通路导体v11。在x轴方向(第3方向)上，端部1311的长度(宽度)w11以及端部1312的宽度w12比中间部1313的宽度w13长。宽度w12可以与宽度w11相同，也可以不同于宽度w11。
[0052]
分布常数线路谐振器134包括多个分布常数线路144、以及通路导体v14。多个分布常数线路144沿z轴方向层叠。通路导体v14沿z轴方向延伸。分布常数线路谐振器134由端部1341(第1端部)、端部1342(第2端部)和中间部1343形成。中间部1343沿y轴方向延伸，并将端部1341和端部1342连接。多个分布常数线路144中的各分布常数线路在端部1342处连接于通路导体v14。也可以使多个分布常数线路144中的各分布常数线路在端部1341处连接于通路导体v14。分布常数线路谐振器134的构造相对于与y轴平行的对称轴而与分布常数线路谐振器131的构造大致线对称。与分布常数线路谐振器131同样地，端部1341的宽度和端部1342的宽度比中间部1343的宽度长。
[0053]
分布常数线路谐振器132包括多个分布常数线路142、以及通路导体v12。多个分布常数线路142沿z轴方向层叠。通路导体v12沿z轴方向延伸。分布常数线路谐振器132由端部1321(第1端部)、端部1322(第2端部)和中间部1323形成。中间部1323沿y轴方向延伸，并将端部1321和端部1322连接。多个分布常数线路142中的各分布常数线路在端部1322处连接于通路导体v12。也可以使多个分布常数线路142中的各分布常数线路在端部1321处连接于通路导体v12。端部1321的宽度w21和端部1322的宽度w22比中间部1313的宽度w23长。宽度w22可以与宽度w21相同，也可以不同于宽度w21。
[0054]
分布常数线路谐振器133包括多个分布常数线路143、以及通路导体v13。多个分布常数线路143沿z轴方向层叠。通路导体v13沿z轴方向延伸。分布常数线路谐振器133由端部1331(第1端部)、端部1332(第2端部)和中间部1333形成。中间部1333沿y轴方向延伸，并将端部1331和端部1332连接。多个分布常数线路143中的各分布常数线路在端部1332处连接于通路导体v13。也可以使多个分布常数线路143中的各分布常数线路在端部1331处连接于通路导体v12。分布常数线路谐振器133的构造相对于与y轴平行的对称轴而与分布常数线路谐振器132的构造大致线对称。与分布常数线路谐振器132同样地，端部1331的宽度和端部1332的宽度比中间部1333的宽度长。
[0055]
在分布常数线路谐振器131～134各自的端部，该分布常数线路谐振器的多个分布常数线路相互连接，由此，该多个分布常数线路各自的电位(极性)一致。因此，能够使流过该多个分布常数线路中的各分布常数线路的电流的谐振模式一致。其结果是，能够使电流在该多个分布常数线路中的各分布常数线路中流动的方向一致。另外，在分布常数滤波器1中，使流过分布常数线路谐振器131～134各自的多个分布常数线路的电流的方向一致所需的通路导体为一个，因此能够减小伴随通路导体的形成而产生的制造偏差。
[0056]
在各分布常数线路谐振器131～134中，中间部比两个端部窄。各分布常数线路谐振器131～134是该分布常数线路谐振器的阻抗呈阶梯状变化的sir(stepped impedance resonator：阶梯阻抗谐振器)。各分布常数线路谐振器131～134为sir，由此，能够将该分布常数线路谐振器谐振的基波的频率(谐振频率)设为二阶谐振频率的1/2以下。其结果是，能
够使各分布常数线路谐振器131～134小型化，并且能够使无用波的高阶谐振频率相对地远离谐振频率。
[0057]
分布常数线路谐振器131和分布常数线路谐振器134在x轴方向上彼此相对。分布常数线路谐振器131在分布常数线路谐振器131的端部1311、1312处向与分布常数线路谐振器134相反的一侧弯曲。分布常数线路谐振器134在端部1341、1342处向与分布常数线路谐振器131相反的一侧弯曲。在x轴方向上，中间部1313与中间部1343之间的距离比端部1311与端部1341之间的距离以及端部1312与端部1342之间的距离中的各距离短。磁场强度在中间部1313、1343处最强，电场强度在端部1311、1341和端部1312、1342处最强。其结果是，在分布常数线路谐振器131、134中，在中间部1313与中间部1343之间产生的磁场耦合比在端部1311、1341之间产生的电场耦合以及在端部1312、1342之间产生的电场耦合中的各电场耦合强，是主导性的。
[0058]
分布常数线路谐振器132和分布常数线路谐振器133在x轴方向上彼此相对。分布常数线路谐振器132在端部1321处向分布常数线路谐振器133侧弯曲。分布常数线路谐振器133在端部1331处向分布常数线路谐振器132侧弯曲。在x轴方向上，端部1321与端部1331之间的距离以及端部1322与端部1332之间的距离比中间部1323与中间部1333之间的距离短。在x轴方向上，端部1322与端部1332之间的距离比端部1321与端部1331之间的距离长。但是，通过配置于端部1322与端部1332之间的耦合电极120来使在端部1322与端部1332之间产生的电场耦合变强。其结果是，在分布常数线路谐振器132、133中，在端部1321、1331之间产生的电场耦合以及在端部1322、1332之间产生的电场耦合均比在中间部1323与中间部1333之间产生的磁场耦合强，是主导性的。
[0059]
此外，也可以是，电场耦合在分布常数线路谐振器131、134中为主导性的，并且磁场耦合在分布常数线路谐振器132、133中为主导性的。
[0060]
各输入输出端子p11、p12分别电连接于端部1312、1342。输入到输入输出端子p11的信号自输入输出端子p12被输出。输入到输入输出端子p12的信号自输入输出端子p11被输出。此外，两个电路元件被电连接的情况包括该两个电路元件被直接连接的情况、以及该两个电路元件电场耦合的情况。在分布常数滤波器1中，各输入输出端子p11、p12分别在z轴方向上与端部1312、1342相对并电场耦合。
[0061]
端部1311和端部1322在y轴方向上彼此相对并电场耦合。端部1341和端部1332在y轴方向上彼此相对并电场耦合。
[0062]
图5是实施方式1的比较例1的分布常数滤波器10的电介质基板内部的立体图。分布常数滤波器10的结构是这样的结构：图4的分布常数线路谐振器131～134分别被替换为分布常数线路谐振器11～14。除此以外相同，因此不重复说明。如图5所示，各分布常数线路谐振器11～14由一个分布常数线路形成。
[0063]
图6是表示在分布常数线路谐振器中层叠的分布常数线路的数量(层叠数量)与作为该分布常数线路谐振器的陡度的指标的无负载q值的比率之间的关系的图。在图6中，示出了在图5所示的分布常数线路谐振器11的无负载q值设为1的情况下各层叠数量所对应的无负载q值的比率。与层叠数量为5对应的无负载q值的比率是图4所示的分布常数线路谐振器131的无负载q值的比率。如图6所示，分布常数线路谐振器的无负载q值随着层叠数量增加而增加。
[0064]
图7是表示层叠数量和电场耦合的耦合系数的关系的图。在图7中，与层叠数量为1对应的耦合系数是图5所示的分布常数线路谐振器11与分布常数线路谐振器12之间的电场耦合的耦合系数，与层叠数量为5对应的耦合系数是图4所示的分布常数线路谐振器131与分布常数线路谐振器132之间的电场耦合的耦合系数。如图7所示，分布常数线路谐振器之间的电场耦合的耦合系数随着层叠数量增加而增加。
[0065]
图8是表示层叠数量和磁场耦合的耦合系数的关系的图。在图7中，与层叠数量为1对应的磁场耦合是图5所示的分布常数线路谐振器11与分布常数线路谐振器14之间的磁场耦合的耦合系数，与层叠数量为5对应的耦合系数是图4所示的分布常数线路谐振器131与分布常数线路谐振器134之间的磁场耦合的耦合系数。如图8所示，分布常数线路谐振器之间的磁场耦合的耦合系数随着层叠数量增加而增加。
[0066]
图9是一并表示图4的分布常数滤波器1的通过特性(实线)和图5的分布常数滤波器10的通过特性(虚线)的图。通过特性是指插入损耗的频率特性。图9的纵轴的衰减量自0db向朝向下方的方向增加。在之后说明的图12中也是同样的。如图9所示，在26ghz～30ghz的频带中，分布常数滤波器1的插入损耗比分布常数滤波器10的插入损耗小。在分布常数滤波器1中，通过多个分布常数线路的层叠构造来使各分布常数线路谐振器的无负载q值变高，其结果是实现了低损耗。
[0067]
在分布常数滤波器1中，对分布常数线路谐振器131～134各自的层叠数量相等的情况进行了说明。分布常数线路谐振器131～134各自的层叠数量也可以不同。
[0068]
图10是实施方式1的变形例1的分布常数滤波器1a的电介质基板内部的电极的立体图。分布常数滤波器1a的结构是这样的结构：图4的分布常数线路谐振器132、133分别被替换为分布常数线路谐振器132a(第3谐振器)、分布常数线路谐振器133a(第4谐振器)。分布常数线路谐振器132a的结构是这样的结构：将图4的多个分布常数线路142、通路导体v12分别替换为多个分布常数线路142a、通路导体v12a。分布常数线路谐振器133a的结构是这样的结构：将图4的多个分布常数线路143、通路导体v13分别替换为多个分布常数线路143a、通路导体v13a。除此以外相同，因此不重复说明。
[0069]
如图10所示，多个分布常数线路142a、143a各自的层叠数量为10，多个分布常数线路141、144各自的层叠数量为5。分布常数线路谐振器132a、133a各自的无负载q值比分布常数线路谐振器131、134各自的无负载q值大。
[0070]
图11是实施方式1的变形例2的分布常数滤波器1b的电介质基板内部的电极的立体图。分布常数滤波器1b的结构是这样的结构：图4的分布常数线路谐振器131、134分别被替换为分布常数线路谐振器131b(第1谐振器)、分布常数线路谐振器134b(第2谐振器)。分布常数线路谐振器131b的结构是这样的结构：将图4的多个分布常数线路141、通路导体v11分别替换为多个分布常数线路141b、通路导体v11b。分布常数线路谐振器134b的结构是这样的结构：将图4的多个分布常数线路144、通路导体v14分别替换为多个分布常数线路144b、通路导体v14b。除此以外相同，因此不重复说明。
[0071]
如图11所示，多个分布常数线路141b、144b各自的层叠数量为10，多个分布常数线路142、143各自的层叠数量为5。分布常数线路谐振器131b、134b各自的无负载q值比分布常数线路谐振器132、133各自的无负载q值大。
[0072]
图12是一并表示图10的分布常数滤波器1a的通过特性(实线)和图11的分布常数
滤波器1b的通过特性(虚线)的图。如图12所示，在通带中，分布常数滤波器1a的插入损耗比分布常数滤波器1b的插入损耗小。在通带外，分布常数滤波器1a的衰减极处的衰减量比分布常数滤波器1b的衰减极处的衰减大。因此，自通带朝向通带外的插入损耗的变化在分布常数滤波器1a中比在分布常数滤波器1b中陡。其结果是，在分布常数滤波器1a中，使通带的信号通过而不使通带外的信号通过这样的信号的滤波功能比分布常数滤波器1b高。
[0073]
与提高分别电连接于输入输出端子p11、p12的两个分布常数线路谐振器的无负载q值相比，提高分别与该两个分布常数线路谐振器电场耦合的两个分布常数线路谐振器的无负载q值能够使分布常数滤波器的性能提升。
[0074]
在分布常数滤波器1a中说明了这样的情况：分布常数线路谐振器131、134各自的层叠数量相等，并且分布常数线路谐振器132a、133a各自的层叠数量相等。分布常数线路谐振器131、134各自的层叠数量也可以不同。分布常数线路谐振器132、133各自的层叠数量也可以不同。
[0075]
图13是实施方式1的变形例3的分布常数滤波器1c的电介质基板内部的电极的立体图。分布常数滤波器1c的结构是这样的结构：图10的分布常数线路谐振器133a、134分别被替换为分布常数线路谐振器133c(第1谐振器)、分布常数线路谐振器134c(第2谐振器)。分布常数线路谐振器133c的结构是这样的结构：将图10的多个分布常数线路143a、通路导体v13a分别替换为多个分布常数线路143c、通路导体v13c。分布常数线路谐振器134c的结构是这样的结构：将图10的多个分布常数线路144、通路导体v14分别替换为多个分布常数线路144c、通路导体v14c。除此以外相同，因此不重复说明。
[0076]
如图13所示，多个分布常数线路143c的层叠数量为8，多个分布常数线路144c的层叠数量为3。分布常数线路谐振器131、134c各自的层叠数量不同。分布常数线路谐振器132、133c各自的层叠数量也不同。
[0077]
能够根据制造成本的限制、设计区域的限制或期望的特性，来适当确定分布常数滤波器所包括的多个分布常数线路谐振器各自的层叠数量。能够通过层叠数量的减少，来使分布常数滤波器的制造成本和制造偏差减小。另外，层叠数量减少的分布常数线路谐振器的高度变低，因此能够使与该分布常数线路谐振器相关的设计的自由度提高。
[0078]
在分布常数滤波器1中，对各分布常数线路谐振器131～134为带状线的情况进行了说明。各分布常数线路谐振器131～134也可以是在z轴方向上于一侧与接地电极相对的微带线。
[0079]
图14是从y轴方向俯视观察实施方式1的变形例4的分布常数滤波器1d而得到的图。分布常数滤波器1d的结构是自图3的分布常数滤波器1去除接地电极122后的结构。分布常数滤波器1d也可以是自分布常数滤波器1去除接地电极121后的结构。分布常数滤波器1d还可以是自分布常数滤波器1去除多个通路导体v10、以及接地电极121或接地电极122后的结构。
[0080]
此外，各分布常数线路谐振器131～134与底面bf1之间的距离h11和各分布常数线路谐振器131～134与上表面uf1之间的距离h12既可以相等也可以不同。另外，形成有分布常数线路谐振器131～134的电介质层的介电常数和未形成有分布常数线路谐振器131～134的电介质层的介电常数既可以相等也可以不同。
[0081]
以上，根据实施方式1和变形例1～4的分布常数滤波器，能够使由分布常数线路谐
振器的制造偏差引起的分布常数滤波器的特性的劣化减小。
[0082]
在实施方式1中，对具备四个分布常数线路谐振器的情况进行了说明。实施方式的分布常数滤波器所具备的分布常数线路谐振器的数量不限于四个。以下，对具备两个分布常数线路谐振器的分布常数滤波器进行说明。
[0083]
[实施方式2]
[0084]
图15和图16是实施方式2的分布常数滤波器2的立体图。图17是图15的xvii-xvii线剖视图。参照图15～图17，分布常数滤波器2例如为长方体状。分布常数滤波器2具备：电介质基板200、分布常数线路谐振器231、232、接地电极221(第1接地电极)、接地电极222(第2接地电极)、接地电极211～214、输入输出端子p21(第1端子)和输入输出端子p22(第2端子)。此外，在图16中，为了易于观察在分布常数滤波器2的内部形成的分布常数线路谐振器231、232，而未图示出图15中的电介质基板200。关于电介质基板200的未图示，在图18和图23中也是同样的。
[0085]
电介质基板200通过沿z轴方向(第1方向)层叠多个电介质层而形成。各分布常数线路谐振器231、232在电介质基板200的内部沿着x轴方向(第2方向)延伸。分布常数线路谐振器231在x轴方向上的长度、在y轴方向上的长度、以及在z轴方向上的长度分别与分布常数线路谐振器232这一分布常数线路谐振器在x轴方向上的长度、在y轴方向上的长度、以及在z轴方向上的长度相同。分布常数线路谐振器231、232在接地电极221与接地电极222之间沿y轴方向(第3方向)依次排列设置。
[0086]
各输入输出端子p21、p22借助未图示的通路导体和线路导体分别电连接于分布常数线路谐振器231、232。输入到输入输出端子p21的信号自输入输出端子p22被输出。输入到输入输出端子p22的信号自输入输出端子p21被输出。
[0087]
将与z轴方向垂直的、分布常数滤波器2的最外层的面设为上表面uf2和底面bf2。上表面uf2和底面bf2在z轴方向上相对。将与z轴方向平行的面中的与zx平面平行的面设为侧面f21和侧面f23。将与z轴方向平行的面中的与yz平面平行的面设为侧面f22和侧面f24。
[0088]
在底面bf2形成有输入输出端子p21、p22、以及接地电极221。输入输出端子p21、p22、以及接地电极221例如为在底面bf2规则地配置有平面电极的lga(land grid array)端子。底面bf2连接于未图示的电路基板。
[0089]
在上表面uf2配置有接地电极222。接地电极222将上表面uf2覆盖。
[0090]
在侧面f21配置有接地电极211、212。接地电极211、212在x轴方向上相互分离地配置。各接地电极211、212连接于接地电极221、222。
[0091]
在侧面f23配置有接地电极214、214。接地电极213、214在x轴方向上相互分离地配置。各接地电极213、214连接于接地电极221、222。在侧面f22、f24未形成有接地电极。
[0092]
分布常数线路谐振器231、232各自的两端部是电压可变的开路端。分布常数线路谐振器231、232各自在x轴方向上的长度是能够通过分布常数滤波器2的期望的信号的波长的二分之一。即，各分布常数线路谐振器231、232是λ/2谐振器。分布常数滤波器2是由两个λ/2谐振器形成的二级分布常数滤波器。分布常数滤波器2的级数也可以是三级以上。
[0093]
分布常数线路谐振器231、232分别包括多个分布常数线路241、242。多个分布常数线路241中的各分布常数线路形成沿x轴方向延伸且以z轴方向为法线的分布常数线路。多个分布常数线路241中的各分布常数线路配置于形成电介质基板200的多个电介质层中的
任一电介质层。即，多个分布常数线路241在z轴方向上隔开电介质层的厚度量的间隔进行层叠。在多个分布常数线路241中，在z轴方向上相邻的导体之间的间隔也可以不是恒定的。多个分布常数线路242也与多个分布常数线路241同样地进行配置。
[0094]
分布常数线路谐振器231、232分别包括通路导体v21、v22。在分布常数线路谐振器231的一端部，多个分布常数线路241通过通路导体v21而相互连接。在分布常数线路谐振器232的一端部，多个分布常数线路242通过通路导体v22而相互连接。
[0095]
以上，根据实施方式2的分布常数滤波器，能够使由分布常数线路谐振器的制造偏差引起的分布常数滤波器的特性的劣化减小。
[0096]
[实施方式3]
[0097]
在实施方式2中，对形成分布常数线路谐振器的多个分布常数线路的宽度是恒定的情况进行了说明。当从该分布常数线路谐振器的延伸方向俯视观察该多个分布常数线路时，该多个分布常数线路整体上形成矩形。当电流流过像矩形那样具有尖锐的角部的分布常数线路谐振器时，在该角部容易产生电场集中。电场集中会产生导体损耗，因此会使分布常数滤波器的插入损耗恶化。
[0098]
因此，在实施方式3中，在形成分布常数线路谐振器的多个分布常数线路中，使接近最外层的导体的宽度比接近中间层的导体的宽度短。当从该分布常数线路谐振器的延伸方向俯视观察该多个分布常数线路时，该多个分布常数线路整体上形成矩形的角部被倒圆而得到的形状。在该形状中，由于角部不尖锐，因此电场集中被缓和。根据实施方式3的分布常数滤波器，能降低导体损耗。其结果是能够改善插入损耗。
[0099]
图18是实施方式3的分布常数滤波器3的立体图。分布常数滤波器3的结构是这样的结构：图16的分布常数线路谐振器231、232分别被替换为分布常数线路谐振器331、332。除此以外相同，因此不重复说明。
[0100]
如图18所示，分布常数线路谐振器331包括多个分布常数线路341、以及通路导体v31。多个分布常数线路341中的各分布常数线路形成沿x轴方向延伸且以z轴方向为法线的分布常数线路。
[0101]
分布常数线路谐振器331的两端部是电压可变的开路端。在分布常数线路谐振器331的一端部，多个分布常数线路341通过通路导体v31而相互连接。
[0102]
分布常数线路谐振器332包括多个分布常数线路342、以及通路导体v32。多个分布常数线路342中的各分布常数线路形成沿x轴方向延伸且以z轴方向为法线的分布常数线路。
[0103]
分布常数线路谐振器332的两端部是电压可变的开路端。在分布常数线路谐振器332的一端部，多个分布常数线路342通过通路导体v32而相互连接。
[0104]
分布常数线路谐振器331、332各自在x轴方向上的长度是能够通过分布常数滤波器3的期望的信号的波长的二分之一。即，各分布常数线路谐振器331、332是λ/2谐振器。分布常数滤波器3是由两个λ/2谐振器形成的二级分布常数滤波器。分布常数滤波器3的级数也可以是三级以上。
[0105]
多个分布常数线路341、342具有彼此相同的层叠构造。以下，对多个分布常数线路341的层叠构造进行说明。
[0106]
多个分布常数线路341包括分布常数线路3411(第1分布常数线路)、分布常数线路
3412(第2分布常数线路)、分布常数线路3413(第3分布常数线路)和分布常数线路3414(第3分布常数线路)。在多个分布常数线路341所包括的导体中，除了分布常数线路3411和分布常数线路3412以外的导体被层叠于分布常数线路3411与分布常数线路3412之间。
[0107]
分布常数线路谐振器331的宽度是宽度w33(特定长度)。分布常数线路3413、3414以及被层叠于分布常数线路3413与分布常数线路3414之间的导体各自的宽度也是宽度w33。
[0108]
分布常数线路3411的宽度是宽度w31(＜w33)。分布常数线路3412的宽度是宽度w32(＜w33)。宽度w31和宽度w32既可以不同也可以相等。
[0109]
配置于分布常数线路3411与分布常数线路3413之间的分布常数线路的宽度随着自分布常数线路3411接近分布常数线路3413而逐渐变长。配置于分布常数线路3412与分布常数线路3414之间的分布常数线路的宽度随着自分布常数线路3412接近分布常数线路3414而逐渐变长。
[0110]
图19是从x轴方向俯视观察在odd模式下在图18的分布常数线路谐振器331、332中流过高频信号的模拟中的电场强度的分布而得到的图。图20是从x轴方向俯视观察在even模式下在图18的分布常数线路谐振器331、332中流过高频信号的模拟中的电场强度的分布而得到的图。在odd模式下，流过各分布常数线路谐振器331、332的电流的方向相反，在even模式下，流过各分布常数线路谐振器331、332的电流的方向相同。如图19和图20所示，各分布常数线路谐振器331、332所包括的多个分布常数线路整体上形成矩形的角部被倒圆而得到的形状。
[0111]
图21是从x轴方向俯视观察在odd模式下在图16的分布常数线路谐振器231、232中流过高频信号的模拟中的电场强度的分布而得到的图。图22是从x轴方向俯视观察在even模式下在图16的分布常数线路谐振器231、232中流过高频信号的模拟中的电场强度的分布而得到的图。如图21和图22所示，各分布常数线路谐振器231、232所包括的多个分布常数线路整体上形成角部尖锐的矩形。
[0112]
当针对odd模式来比较图19和图21并且针对even模式来比较图20和图22时，相对于在图21和图22中在分布常数线路谐振器231、232各自的最外层的导体的两端部产生的电场集中而言，在图19和图20的分布常数线路谐振器331、332的最外层的导体处，电场集中得到分散。根据分布常数滤波器3，能通过对电场集中的缓和来降低导体损耗。其结果是，与分布常数滤波器2相比，能够改善插入损耗。
[0113]
分布常数线路所包括的多个分布常数线路整体上形成的形状也可以是圆形。此外，圆形无需为正圆，也包括椭圆形。
[0114]
图23是实施方式3的变形例的分布常数滤波器3a的立体图。分布常数滤波器3a的结构是这样的结构：图18的多个分布常数线路341、342被替换为多个分布常数线路341a、342a。除此以外相同，因此不重复说明。
[0115]
如图23所示，当从x轴方向俯视观察多个分布常数线路341a、342a时，多个分布常数线路341a、342a分别整体上形成圆形。
[0116]
多个分布常数线路341a包括分布常数线路3431(第1分布常数线路)、分布常数线路3432(第2分布常数线路)和分布常数线路3433(第3分布常数线路)。在多个分布常数线路341a所包括的导体中，除了分布常数线路3431和分布常数线路3432以外的导体被层叠于分
布常数线路3431与分布常数线路3432之间。
[0117]
分布常数线路3433的宽度是宽度w33。分布常数线路3431的宽度是宽度w34(＜w33)。分布常数线路3432的宽度是宽度w35(＜w33)。宽度w34和宽度w35既可以不同也可以相等。
[0118]
配置于分布常数线路3431与分布常数线路3433之间的导体的宽度随着自分布常数线路3431接近分布常数线路3433而逐渐变长。配置于分布常数线路3432与分布常数线路3433之间的导体的宽度随着自分布常数线路3432接近分布常数线路3433而逐渐变长。
[0119]
以上，根据实施方式3和变形例的分布常数滤波器，能够使由分布常数线路谐振器的制造偏差引起的分布常数滤波器的特性的劣化减小，并且能够实现低损耗。
[0120]
[实施方式4]
[0121]
在实施方式4中，对所层叠的多个分布常数线路作为天线元件来发挥作用的结构进行说明。
[0122]
图24是实施方式4的天线组件4的剖视图。如图24所示，天线组件4具备电介质基板200a、分布常数线路谐振器231a、接地电极221a和通路导体v21a。
[0123]
电介质基板200a通过沿z轴方向层叠多个电介质层而形成。分布常数线路谐振器231a在电介质基板200a的内部沿着x轴方向延伸。
[0124]
分布常数线路谐振器231a包括多个分布常数线路241a。多个分布常数线路241a中的各分布常数线路形成沿x轴方向延伸且以z轴方向为法线的分布常数线路。多个分布常数线路241a中的各分布常数线路配置于形成电介质基板200a的多个电介质层中的任一电介质层。即，多个分布常数线路241a在z轴方向上隔开电介质层的厚度量的间隔进行层叠。在多个分布常数线路241a中，在z轴方向上相邻的导体之间的间隔也可以不是恒定的。
[0125]
通路导体v21a贯通接地电极221a。通路导体v21a与接地电极221a绝缘。通路导体v21a将多个分布常数线路241a连接于例如rfic(radio frequency integrated circuit)。多个分布常数线路241a将来自rfic的高频信号向天线组件4的外部发送。多个分布常数线路241a自天线组件4的外部接收高频信号，并将该高频信号向rfic传输。即，分布常数线路241作为天线元件来发挥作用。
[0126]
以上，根据实施方式4的天线组件，能够使由分布常数线路谐振器的制造偏差引起的天线组件的特性的劣化减小，并且能够实现低损耗。
[0127]
[实施方式5]
[0128]
在实施方式5中，对包括实施方式1～3的分布常数滤波器的多工器进行说明。
[0129]
图25是作为实施方式5的多工器的一例的双工器5的等效电路图。如图25所示，双工器5具备分布常数滤波器1e、1f和共同端子pcom。分布常数滤波器1e包括端子p11e(第1端子)和端子p12e(第2端子)。分布常数滤波器1f包括端子p11f(第1端子)和端子p12f(第2端子)。共同端子pcom连接于分布常数滤波器1e的端子p12e，并且连接于分布常数滤波器1f的端子p11f。分布常数滤波器1e的通带和分布常数滤波器1f的通带不同。即，分布常数滤波器1e的尺寸和分布常数滤波器1f的尺寸不同。
[0130]
图26是表示形成图25的双工器5的多个电极的立体图。在图26中，示出了图25中的各分布常数滤波器1e、1f为实施方式1的分布常数滤波器的情况。从分布常数滤波器1e、1f所包括的多个电极各自的附图标记去除了最后的字母后的附图标记表示图4所示的多个电
极中的与该电极对应的电极。分布常数滤波器1e、1f各自的构造与图4所示的分布常数滤波器1的构造相同，因此不重复说明。如图26所示，端子p12e和端子p11f通过通路导体v50连接于共同端子pcom。
[0131]
此外，实施方式5的多工器所包括的分布常数滤波器不限于实施方式1的分布常数滤波器，也可以是实施方式1的变形例1～4、实施方式2、以及实施方式3和变形例的分布常数滤波器。另外，实施方式5的多工器所包括的分布常数滤波器的数量不限于2，也可以是3以上。即，实施方式5的多工器不限于双工器和双讯器(diplexer)，例如也包括三工器、四工器或者五工器。再者，分布常数滤波器1e、1f可以排列设置于某一平面(例如xy平面)上，也可以沿着与该平面正交的方向(例如z轴方向)层叠。
[0132]
以上，根据实施方式5的多工器，能够使由分布常数线路谐振器的制造偏差引起的多工器的特性的劣化减小，并且能够实现低损耗。
[0133]
此外，将上述已说明的多个分布常数线路相互连接的通路导体不需要一体地形成。也可以是，针对在多个电介质层的层叠方向上相邻的每两个分布常数线路就形成将该两个分布常数线路相互连接的导体，形成于多个分布常数线路的每个间隔的多个导体整体上形成该通路导体。该多个导体在从层叠方向俯视观察时无需完全重叠，例如可以使该导体的中心轴在每一电介质层交替地错开。
[0134]
本次所公开的各实施方式也能够在不矛盾的范围内适当组合来实施。应当认为本次所公开的实施方式在所有方面为例示而非限制性的。本发明的范围由权利要求书表示而非由上述的说明表示，并且意图包括与权利要求书等同的含义和范围内的所有变更。
[0135]
附图标记说明
[0136]
1～3、1a～1f、4、天线组件；5、双工器；10、分布常数滤波器；11、14、131～134、131e～134e、131f～134f、131b、132a、133a、133c、134b、134c、231、231a、232、331、332、分布常数线路谐振器；100、200、200a、电介质基板；120、120e、120f、耦合电极；121、122、211～214、221、221a、222、接地电极；1311、1312、1321、1322、1331、1332、1341、1342、端部；1313、1323、1333、1343、中间部；141～144、141e～144e、141f～144f、141b、142a、143a、143c、144b、144c、241、241a、242、341、341a、342、342a、多个分布常数线路；3411～3414、3431～3433、分布常数线路；150、接地导体部；bf1、bf2、底面；f11～f14、f21～f24、侧面；p11、p11e、p11f、p12、p12e、p12f、p21、p22、输入输出端子；uf1、uf2、上表面；v10～v14、v11b、v11e～v14e、v11f～v14f、v12a、v13a、v13c、v14b、v14c、v21、v21a、v22、v22a、v31、v32、v50、通路导体。