一种旋转移相式高功率微波空间波束可扫反射阵列天线

1.本发明涉及高功率微波技术领域的一种反射阵列天线，尤其是一种具有高功率容量，通过旋转单元内部的圆极化转换结构来实现反射相位控制的空间波束可扫反射阵列天线。


背景技术：

2.反射阵列天线采用空间馈电的形式，相比于传输线馈电形式的阵列天线，具有低剖面、反射波束可调控、易于与装载平台共形等优点，但目前制约反射阵列天线在高功率微波领域应用的主要短板在于其功率容量较低，若能够解决反射阵列天线功率容量低的问题，该类天线在高功率微波天线领域将有巨大的应用潜力。
3.当前，高功率微波反射阵列天线的研究主要集中于提高系统功率容量和波束扫描能力。西南交通大学李相强团队提出一种用于高功率微波的宽频带双螺旋反射阵列天线，该阵列天线工作频率为8.5～10ghz，在真空条件下，315mm
×
315mm的口径尺寸下功率容量达到207mw(2gw/m2)。但是受制于单元结构，其最大波束扫描范围为
±
30度(孔歌星,李相强,张健穹,等.x波段高功率宽频带双螺旋反射阵列天线的设计[j].强激光与粒子束,2019，31(9)：5)。国防科技大学博士赵旭浩提出一种旋转式全金属超材料反射阵列天线，该反射阵列天线结合超材料设计规律，工作频率为9.7～10.3ghz，波束扫描范围提高到
±
45度(90度锥角)，功率容量可以达到5.36gw/m2(赵旭浩.基于超材料的高功率微波天线技术研究[d]长沙：国防科技大学，2020，p35～p40)。提高反射阵列天线功率容量的核心在于反射阵列天线单元的功率容量，在更高功率容量要求的平台上，还需要一种具备更高功率容量的反射阵列天线单元结构来达到应用需求。
[0004]
综上所述，高功率微波反射阵天线的研究面临功率容量、带宽、波束扫描能力等多方面挑战，这对于天线单元结构性能提出了更高的要求，要实现大于等于
±
40度(80度锥角)大范围内空间波束扫描能力且功率容量大于8gw/m2的反射阵列天线非常困难。


技术实现要素：

[0005]
本发明要解决的技术问题是提供一种旋转移相式高功率微波空间波束可扫反射阵列天线，该阵列天线所包含的天线单元结构简单，能够较大程度地提升高功率微波反射阵列天线的功率容量(大于8gw/m2)，同时具有布阵灵活和大范围空间波束扫描的能力。
[0006]
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：
[0007]
本发明由馈源天线和反射阵列天线组成。馈源天线采用常规多模圆锥喇叭天线或各类等化性良好(e面与h面方向图在-10db波瓣宽度内差异小于1db)的喇叭天线。反射阵列天线由m个全金属天线单元按照三角形栅格排布规律以周期间隔p排列组成，每个全金属天线单元由圆极化转换结构插入到金属反射器中构成；金属反射器为内部掏空的正六棱柱筒，掏空掉的部分形状是圆柱体，使得金属反射器的外框呈现为正六边形薄壁与底部金属反射板的组合形态。在按照三角形栅格排布规律紧密排布时相邻的全金属天线单元之间没
有间隙，共同形成一个半径为r的近似圆形的整体，r是约束反射阵列天线口径面尺寸的最大半径。
[0008]
馈源天线由馈电波导和发射天线组成，通过馈电波导固定在空中。从馈电波导的顶部输入功率大于100mw的高功率圆极化微波，并通过发射天线将微波定向发射至反射阵列天线表面，经过m个全金属天线单元的反射相位调制后形成定向辐射的反射波束。以反射阵列天线的中心点o建立笛卡尔坐标系，令馈源天线的相位中心位于坐标系上的位置为(x0,y0,z0)，最大辐射方向指向反射阵列天线的中心坐标原点o，两点连线距离为r0，与z轴的夹角为θ0。另一方面，经过反射阵列天线的相位调制后所形成的反射波束与z轴的夹角为θb。馈源天线的最大辐射方向与y轴的夹角为反射波束与y轴的夹角为每个全金属天线单元与相邻2个全金属天线单元的中点间的连线构成边长等于p的正三角形(3个相邻全金属天线单元2的中心点在同一直线上的除外)。
[0009]
此外，每个全金属天线单元在反射阵列天线中所处的行数用m表示，所处的列数用n表示。定义反射阵列天线中心点o处的全金属天线单元在第0行第0列，则在xoy平面中，中心点o上侧的全金属天线单元所处行数为正、下侧的全金属天线单元所处行数为负，中心点o右侧的全金属天线单元所处列数为正、左侧的全金属天线单元所处列数为负。将所有全金属天线单元的中心点坐标在xoy平面的投影均用坐标q(x
mn
,y
mn
)表示，外框的正六边形薄壁的边长为l，且不同位置处的全金属天线单元所对应的投影坐标也随之确定，有
[0010][0011]
和
[0012][0013]
且有位于反射阵列天线上任意位置的全金属天线单元到中心点的距离满足
[0014][0015]
在此基础上，考虑到周期边界效应，通常在r》10l的条件下仿真计算得到的单元性能与实际情况下的性能差距不大。选定了合适的r的值后，根据公式(1)、公式(2)与公式(3)可以编写程序确定m和n，并得出所需要的全金属天线单元个数m。
[0016]
进一步的，全金属天线单元是改变反射阵列天线表面相位分布情况的关键，它由圆极化转换结构和金属反射器组成。圆极化转换结构由第一立柱、两根关于第一立柱对称的第二立柱、反射圆盘和底部枝节组成。第一立柱和两根第二立柱为长方体结构，第一立柱的宽度为w1，厚度为t1，高度为h1；第二立柱的宽度为w2，厚度等于t1，高度等于h1；第一立柱与第二立柱的间隔为w3。在z方向上，反射圆盘位于第一立柱和第二立柱的底部，是直径为d1的圆盘，其厚度为h2；底部枝节是直径为d5、长度为h3的圆柱体。第一立柱、两根第二立柱、反射圆盘和底部枝节均由金属材料制成，在加工过程中一体成型，形成圆极化转换结构，为了提高整体的功率容量，圆极化转换结构的所有棱边均进行半径为的倒角。金属反射
器由外框、空心圆波导、扼流槽组成。外框是边长为l，高度为h4 h5的正六棱柱，外框的内部掏空出一个直径为d2、高度为h4的空心圆波导，功能是实现从z轴正方向往z轴负方向入射的圆极化入射波转换为圆波导中te
11
模式的圆极化波。掏空后的外框的底部保留了厚度为h5的金属反射板，金属反射板的功能是反射空心圆波导中的圆极化波；在z方向上，空心圆波导的下端是扼流槽，扼流槽抑制入射的圆极化微波泄露并降低局部电场强度，扼流槽是在外框底部的金属反射板上掏空得到的环形槽，它与空心圆波导同轴，外直径为d3，内直径为d4，深度为h6；金属反射板中心挖有直径为d5的第一金属通孔和直径为d6的第二金属通孔，它们均与空心圆波导同轴，第二金属通孔中嵌有直径为d6、厚度为h7的微型轴承。装配时，圆极化转换结构沿着z方向向下插入空心圆波导中，使得反射圆盘的底面与外框的金属反射板的顶部紧贴。底部枝节穿过第一金属通孔和微型轴承，并与微型轴承焊接，底部枝节底部伸出部分用于与步进电机相连接，通过外部控制系统控制步进电机旋转从而驱动圆极化转换结构旋转特定角度，实现对入射微波的反射相位的定量调控。
[0017]
为了叙述方便，这里统一介绍以上设计的结构参数所满足的条件：
[0018]
1)本发明中全金属天线单元之间紧密排布为一个整体，组成的反射阵列天线的口径形状是半径为r的近似圆形。反射阵列天线的口径面尺寸应该满足：馈源天线相位中心到阵列中点o的连线r0与相位中心到反射阵列天线3边缘的连线rf所成的夹角θf等于馈源天线的-10db锥削电平的张角θq，这与馈源天线的辐射性能和摆放位置以及反射阵列天线的口径大小有关。求解θq首先需要将馈源天线的方向图函数用高阶余弦函数近似表示为：
[0019][0020]
其中表示馈源天线的近似方向图函数，θ是馈源坐标系下馈源天线方向图的俯仰角，是馈源坐标系下馈源天线方向图的方位角，nf为辐射系数。nf的值越大，代表馈源喇叭的定向性越好，对于波束的集束能力越强，馈源天线的口径尺寸也相应更大，具备更高的功率容量。作为优选，本发明中馈源天线的辐射系数nf》7。若已知了给定馈源天线的辐射系数nf，则以-10db锥削电平为条件，结合公式(4)可以得到10db锥削电平为条件，结合公式(4)可以得到从而求解出θq，进而确定θf。
[0021]
馈源天线的摆放位置与反射阵列天线口径面大小的关系可以通过焦径比f来衡量(焦距与口径面尺寸的比值)：
[0022][0023]
其中z0是馈源天线相位中心在z轴的坐标。过小的焦径比会产生较为明显的近场效应，导致反射阵列天线的辐射效率下降，作为优选，本发明中焦径比f》1，因此馈源天线的摆放高度z0》2r(r是口径面的半径)。
[0024]
2)天线单元周期间隔p决定了反射阵列天线远区辐射波束的扫描角度与产生栅瓣的关系，由于本发明中全金属天线单元的金属反射器采用正六边形结构，紧密排布时属于三角形栅格布阵。在三角形栅格布阵条件下，为了抑制栅瓣的产生，p需要满足：
[0025][0026]
其中θm为反射波束在俯仰面上的最大偏转角，为反射波束在方位面(xoy面)上的任意偏转角度，λ为入射的高功率圆极化微波在自由空间中的波长。要实现
±
40度(80度锥角)的大范围波束扫描，所述天线单元的周期间隔p需满足p≤0.699λ。根据几何关系，金属反射器外框的边长
[0027]
3)从馈源天线辐射到反射阵列天线表面的微波需要进入到空心圆波导中继续传播，空心圆波导中满足主模te
11
能够传播的条件为：
[0028][0029]
其中λc对应于空心圆波导工作频率下的截止波长。因此d2需满足d2》0.586λc。
[0030]
4)本发明通过旋转圆极化转换结构实现相位的调节基于pancharatnam-berry(p-b)相位原理，圆极化转换结构能够将空心圆波导中输入的左旋(右旋)圆极化波输出为右旋(左旋)圆极化波，且当圆极化转换结构相对于初始位置旋转η度后，在反转了圆极化旋向的同时，还会使反射波的相位产生2η的变化。其圆极化转换实现原理为：任意圆极化波均可分解为两束幅度相同且相位相差为π/2的正交线极化波，该圆极化波通过极化转换结构以后，在两个极化方向上具有不同的传播常数β1和β2，因而在传输过程中会产生一定的相位差，若相位差满足下式，则能够实现左旋(右旋)圆极化波到右旋(左旋)圆极化波的转换：
[0031]
(β
1-β2)
×2×
h1＝
±
nπ(n＝1,2,3
…
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
公式(8)
[0032]
其中β1和β2分别为x和y方向上的线极化波的传播常数。因此要求为了保证相移量，并考虑到缩减轴向尺寸，作为优选，第一、第二立柱的高度h1的取值范围为0.5λ≤h1≤0.7λ。
[0033]
5)确立以上参数的基础上，作为优选，圆极化转换结构底部的反射圆盘的直径d1的取值范围为0.9
×
d2≤d1≤0.99
×
d2，考虑到阵列天线的重量和机械强度，其厚度h2的取值范围为2mm≤h2≤4mm，与反射圆盘连接的第一立柱和第二立柱的厚度t1的取值范围为2mm≤t1≤4mm。圆极化转换结构边缘倒角半径b1的取值范围为0.5mm≤b1≤2mm。为了便于插入金属反射器和微型轴承，圆盘下端的底部枝节的长度h3的取值范围为8mm≤h3≤12mm，直径d5的取值范围为2mm≤d5≤4mm。
[0034]
金属反射器中空心圆波导高度h4＝h1 h2，作为优选，金属反射器底部扼流槽外直径d3的取值范围为0.25λ≤d3≤0.4λ，内直径d4的取值范围为0.1λ≤d4≤0.2λ，深度h6的取值范围为2mm≤h6≤4mm，嵌入微型轴承的直径d6的取值范围为8mm≤d6≤12mm，厚度h7的取值范围通常为2mm≤h7≤4mm。外框底部的金属反射板厚度h5》h6 h7。
[0035]
在确定p、l、d1、d2、d3、d4、d5、d6、h1、h2、h3、h4、h5、h6、h7、t1的基础上，通过电磁仿真软件cst studio suite，以周期边界为条件，设定全金属天线单元入射波在中心频带范围内的反射系数小于-10db，反射波的传输系数大于-0.5db，可以获得全金属天线单元的
其他结构参数w1、w2、w3的精确值。并在此最佳结构参数下得到不同频率所对应的天线单元的反射相位与旋转角度所构成的相移曲线。
[0036]
6)在反射阵列天线设计中通常会给定馈源天线的辐射系数nf和馈源天线最大辐射方向与z轴的夹角θ0，并指定口径面半径r。根据公式(4)，由nf可以求得θq，令θf＝θq，并根据θf、r0、rf的几何关系求解z0的精确值：
[0037][0038]
其中馈源天线的相位中心到反射阵列天线口径面中心的距离馈源天线的相位中心到反射阵列天线口径面边缘的距离再结合z0》2r与公式(9)可以得到z0的精确值。
[0039]
7)根据馈源天线相位中心所在坐标(x0,y0,z0)、入射波角度和反射波角度以及反射阵列天线中位于第m行n列的全金属天线单元的坐标(x
mn
,y
mn
,z
mn
)，计算出第m行n列的全金属天线单元所需要的反射相位以及圆极化转换结构所需要旋转的角度角度(由圆极化转换结构的旋转角度决定)可由以下公式计算：
[0040][0041]
其中k是入射的工作频率为f(也即馈源天线的工作频率)的高功率圆极化微波在真空中的波数，馈源天线相位中心到第m行n列的全金属天线单元的距离真空中的波数，馈源天线相位中心到第m行n列的全金属天线单元的距离θb为所需要实现的反射波束指向的俯仰角(反射波束与z轴正方向的夹角)，为所需要实现的反射波束指向的方位角(反射波束与y轴正方向的夹角)。
[0042]
与现有技术相比，采用本发明可以达到以下技术效果：
[0043]
1.本发明的全金属天线单元采用旋转移相的方式，具有结构简单和高功率容量的特性，且该单元的相移曲线具有良好的线性度。反射相位的调节是通过控制处于不同位置的全金属天线单元内部的圆极化转换结构的旋转角度，相比传统高功率微波空间波束可扫阵列天线，由全金属天线单元组成的反射阵列天线具有更低的剖面和更轻的重量以及更小的体积，具有布阵灵活的特点。
[0044]
本发明能够实现
±
40度(80度锥角)范围内任意指向的空间波束扫描，其性能优于背景技术中所述的双螺旋反射阵列天线，且具备更高的功率容量(》8gw/m2)。
[0045]
2.因为处于不同位置的圆极化转换结构之间的旋转彼此独立，因此不同位置的全金属天线单元之间的反射相位互不影响，使得反射阵列天线可以实现灵活的口面相位分布设计，所以本发明在波束赋形和多波束方面同样具有良好应用前景。
附图说明
[0046]
图1是本发明总体结构示意图。
[0047]
图2是本发明侧视图，图2(a)是图1在y方向的等轴剖视图；图2(b)是图1在z方向的俯视图，图2(c)是本发明所有全金属天线单元的排布规律示意图。
[0048]
图3是本发明全金属天线单元结构示意图。图3(a)是全金属天线单元在x方向的等轴剖视和装配示意图；图3(b)是圆极化转换结构的俯视图；图3(c)是金属反射器的俯视图；图3(d)是圆极化转换结构和金属反射器装配后连接示意图。
[0049]
图4是本发明全金属天线单元实现所述圆极化转换和旋转移相功能的原理图。图4(a)是全金属天线单元初始状态的俯视图；图4(b)是圆极化转换单元相对初始状态逆时针旋转η度时的俯视图。
[0050]
图5是本发明全金属天线单元的反射相位随圆极化转换结构旋转角度变化的曲线图。
[0051]
图6是本发明全金属天线单元的入射圆极化波的反射系数随频率变化的曲线图。
[0052]
图7是本发明全金属天线单元的反射圆极化波的传输系数随频率变化的曲线图。
[0053]
图8是本发明的一个实施例中反射波束为0度出射的圆极化转换结构旋转角度分布情况和三维方向图。图8(a)是本发明实施例表面的圆极化转换结构旋转分布情况；图8(b)是反射波束为0度出射时本发明实施例的三维方向图。
[0054]
图9是图8所示实施例中反射波束为40度出射的圆极化转换结构旋转角度分布情况和三维方向图。图9(a)是该实施例表面的圆极化转换结构旋转分布情况；图9(b)是反射波束为40度出射时该实施例的三维方向图。
[0055]
图10是图9所示实施例中反射波束为0度出射时的表面电场分布图。
[0056]
图11是图10所示实施例在主波束扫描过程中的二维方向图。图11(a)是波束扫描角为0度时的二维方向图；图11(b)是波束扫描角为20度时的二维方向图；图11(c)是波束扫描角为40度时的二维方向图。
具体实施方式
[0057]
下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式做进一步描述。
[0058]
图1是本发明的总体结构示意图。如图1所示，本发明由馈源天线1和反射阵列天线3组成。馈源天线1采用常规多模圆锥喇叭天线或各类等化性良好(e面与h面方向图在-10db波瓣宽度内差异小于1db)的喇叭天线。反射阵列天线3由m个全金属天线单元2按照三角形栅格排布规律以周期间隔p排列组成，每个全金属天线单元2由圆极化转换结构21插入到金属反射器22中构成；金属反射器22为内部掏空的正六棱柱筒，掏空掉的部分形状是圆柱体，使得金属反射器22的外框221呈现为正六边形薄壁与底部金属反射板的组合形态。在按照三角形栅格排布规律紧密排布时相邻的全金属天线单元2之间没有间隙，共同形成一个半径为r的近似圆形的整体，r是约束反射阵列天线3口径面尺寸的最大半径。
[0059]
图2(a)是图1在y方向的等轴剖视图，如图2(a)所示，馈源天线1由馈电波导11和发射天线12组成，通过馈电波导11固定在空中。馈电波导11的顶部接收功率大于100mw的高功率圆极化微波，发射天线12将圆极化微波定向发射至反射阵列天线3表面，m个全金属天线单元2对圆极化微波进行的相位调制后形成定向辐射的反射波束。以反射阵列天线3的中心点o建立笛卡尔坐标系，令馈源天线1的相位中心位于坐标系上的位置为(x0,y0,z0)，最大辐射方向指向反射阵列天线的中心坐标原点o，两点连线距离为r0，与z轴的夹角为θ0。另一方面，经过反射阵列天线3的相位调制后所形成的反射波束与z轴的夹角为θb。图2(b)是图1在z方向的俯视图，馈源天线1的最大辐射方向与y轴的夹角为反射波束与y轴的夹角为
每个全金属天线单元2与相邻2个全金属天线单元2的中点间的连线构成边长为p的正三角形(3个相邻全金属天线单元2的中点在同一直线上的除外)。图2(c)是所有全金属天线单元2的排布规律示意图，每个全金属天线单元2在反射阵列天线3中所处的行数用m表示，所处的列数用n表示。定义反射阵列天线3中心点o处的全金属天线单元2在第0行第0列，则在xoy平面中，中心点o上侧的全金属天线单元2所处行数为正、下侧的全金属天线单元2所处行数为负，中心点o右侧的全金属天线单元2所处列数为正、左侧的全金属天线单元2所处列数为负。将所有全金属天线单元2的中心点坐标在xoy平面的投影均用坐标q(x
mn
,y
mn
)表示，外框221的正六边形薄壁的边长为l，不同位置处的全金属天线单元2所对应的投影坐标也随之确定，有
[0060][0061]
且有
[0062][0063]
且位于反射阵列天线3上任意位置的全金属天线单元2到中心点的距离满足
[0064][0065]
在此基础上，考虑到周期边界效应，通常在r》10l的条件下仿真计算得到的单元性能与实际情况下的性能差距不大。选定了合适的r的值后，根据公式(1)、公式(2)与公式(3)可以编写程序确定m和n，并得出所需要的全金属天线单元个数m。
[0066]
图3(a)是本发明全金属天线单元2在x方向的等轴剖视和装配示意图。全金属天线单元2是改变反射阵列天线3表面相位分布情况的关键，它由圆极化转换结构21和金属反射器22组成。图3(b)是圆极化转换结构21的俯视图，图3(c)是金属反射器22的俯视图。结合图3(a)与图3(b)，圆极化转换结构21由第一立柱211、两根关于第一立柱211对称的第二立柱212、反射圆盘213和底部枝节214组成。第一立柱211和两根第二立柱212为长方体结构，第一立柱211的宽度为w1，厚度为t1，高度为h1；第二立柱212的宽度为w2，厚度等于t1，高度等于h1；第一立柱211与第二立柱212的间隔为w3。在z方向上，反射圆盘213位于第一立柱211和第二立柱212的底部，是直径为d1的圆盘，其厚度为h2；底部枝节214是直径为d5、长度为h3的圆柱体。第一立柱211、两根第二立柱212、反射圆盘213和底部枝节214均由金属材料制成，在加工过程中一体成型，形成圆极化转换结构21，为了提高整体的功率容量，圆极化转换结构21的所有棱边均进行半径为b1的倒角。结合图3(a)与图3(c)，金属反射器22由外框221、空心圆波导222、扼流槽223组成。外框221是边长为l，高度为h4 h5的正六棱柱，外框221的内部掏空出一个直径为d2、高度为h4的空心圆波导222，功能是实现从z轴正方向往z轴负方向入射的圆极化入射波转换为圆波导中te
11
模式的圆极化波。掏空后的外框221的底部保留了厚度为h5的金属反射板226，金属反射板226的功能是反射空心圆波导222中的圆极化波；在z方向上，空心圆波导222的下端是扼流槽223，扼流槽223抑制入射的圆极化入射
波泄露并降低局部电场强度，扼流槽223是在外框221底部的金属反射板226上掏空得到的环形槽，它与空心圆波导222同轴，外直径为d3，内直径为d4，深度为h6；金属反射板226中心挖有直径为d5的第一金属通孔224和直径为d6的第二金属通孔225，它们均与空心圆波导222同轴，第二金属通孔225中嵌有直径为d6、厚度为h7的微型轴承227。如图3(d)所示，装配时，圆极化转换结构21沿着z方向向下插入空心圆波导222中，使得反射圆盘213的底面与外框221的金属反射板226的顶部紧贴。底部枝节214穿过第一金属通孔224和微型轴承227，并与微型轴承227焊接，底部枝节214底部伸出部分用于与步进电机相连接，通过外部控制系统控制步进电机旋转从而驱动圆极化转换结构21旋转特定角度，实现对入射微波的反射相位的定量调控。
[0067]
图4是本发明全金属天线单元2实现所述圆极化转换和旋转移相功能的原理图。任意一束从z轴正方向往z轴负方向传播的入射圆极化微波，均可以分解为xoy平面内两束正交的线极化波(x方向的水平极化波和y方向的垂直极化波)。入射圆极化微波照射到全金属天线单元2的上表面后进入到空心圆波导222中继续传播，经过h1的长度后被金属反射板226反射。由于圆极化转换结构21在空心圆波导222中的加载，使得x方向的水平极化波的传播常数β1和y方向的垂直极化波的传播常数β2不同，因而x方向的水平极化波和y方向的垂直极化波在传输过程中会产生一定的相位差。当两个极化方向x方向和y方向上的反射相位满足公式(8)中圆极化波极化转换的条件时，便实现了宽带范围内的圆极化入射波的转换。在完成圆极化转换的基础上，基于pancharatnam-berry(p-b)相位原理，圆极化转换结构21绕圆心逆时针(或顺时针)相对y轴正方向旋转η度后，反射波相位相应发生约2η度的变化，实现了旋转移相。
[0068]
实施例：
[0069]
高功率微波馈源频率为9.5～10.5ghz(中心频率10ghz，相对带宽10％)范围内的本发明一个实施例如下：
[0070]
本实施例中，中心频率10ghz对应自由空间中的波长λ＝30mm，圆极化转换结构21和金属反射器22均采用铝制成。如前文所述各结构参数所需满足的条件，根据公式(3)，相邻金属反射器221之间的周期间隔p应满足p≤21mm，边长l应满足l≤12mm，本实施例中取边长l＝11.5mm，对应的p＝19.92mm。根据公式(7)，空心圆波导222的直径d2应满足d2》17.58mm，本实施例取d2＝18.9mm。根据公式(8)，第一立柱211和第二立柱212的高度h1应满足15mm≤h1≤21mm，本实施例取h1＝16mm。
[0071]
进一步的，圆极化转换结构底部的反射圆盘213的直径d1的取值范围为0.9
×
d2≤d1≤0.99
×
d2，考虑到阵列天线的重量和机械强度，其厚度h2的取值范围为2mm≤h2≤4mm，与反射圆盘213连接的第一立柱211和第二立柱212的厚度t1的取值范围为2mm≤t1≤4mm。圆极化转换结构21所有边缘倒角b1的取值范围为0.5mm≤b1≤2mm。为了便于插入金属反射器和微型轴承，底部枝节214的长度h3的取值范围为8mm≤h3≤12mm，直径d5的取值范围为2mm≤d5≤4mm。本实施例取d1＝18.5mm，h2＝2mm，t1＝2.5mm，b1＝1mm，h3＝10mm。
[0072]
金属反射器22中空心圆波导222高度h4＝h1 h2＝18mm。作为优选，金属反射器22底部扼流槽223外直径d3的取值范围为7.5mm≤d3≤12mm，内直径d4的取值范围为3mm≤d4≤6mm，深度h6的取值范围为2mm≤h6≤4mm，本实施例取d3＝9mm，d4＝4mm，h6＝3mm。嵌入的微型轴承227的直径d6的取值范围为8mm≤d6≤12mm，厚度h7的取值范围通常为2mm≤h7≤
4mm，金属反射板226厚度h5》h6 h7。本实施例取d6＝10mm，h7＝2mm，h5＝8mm。
[0073]
在确定以上参数的基础上，通过电磁仿真软件cst studio suite，以周期边界为条件，设定天线单元的入射波在9.5～10.5ghz范围内的反射系数小于-10db，反射波的传输系数大于-0.5db，仿真优化得到全金属天线单元2的其他结构参数的最优值为：第一立柱211的宽度w1＝4.67mm，第二立柱222的宽度w2＝3.92mm，第一立柱211与第二立柱212的间隔w3＝2mm。
[0074]
根据上述参数所设计的天线单元通过cst studio suite计算得到的反射相位随旋转角度的变化关系如图5所示，其中横坐标为圆极化转换结构21相对如图4(a)所示的参考位置的旋转角度，纵坐标为全金属天线单元2的反射相位。可以看到，在9.5～10.5ghz范围内的三个频点上，反射相位随着圆极化转换结构21的旋转角度的增大而增加，在旋转角度从0度到180度变化的过程中，不同频点的反射相位相对于初始相位的变化量均增加了约360度，且相移曲线基本为直线型。此外，不同频点下的相移曲线彼此平行，证明了该天线单元具有稳定的线性相位调控的能力，能够满足10％带宽内连续相位分布的需求。
[0075]
在上述条件下，得到不同旋转角度时本实施例的全金属天线单元2的反射系数随频率的变化关系如图6所示。图6中，横坐标为圆极化入射波的频率，纵坐标为全金属天线单元2的反射系数。由于圆极化转换结构21具有对称特性，因此只计算了0度到90度之间的反射特性曲线，其结果表明圆极化转换结构21在旋转过程中能够始终保持在9.5～11ghz范围内入射波的反射系数小于-10db，说明全金属天线单元2对于圆极化入射波具有良好的极化转换特性。
[0076]
与此同时可以得到本实施例在上述条件下全金属天线单元2的反射波的传输系数与频率的关系如图7。图7中，横坐标为圆极化入射波的频率，纵坐标为全金属天线单元2的反射波的传输系数，其传输系数在9.5～11ghz范围内始终优于-0.4db。考虑到馈源天线1发射的微波斜入射反射阵列天线3表面，全金属天线单元2实际在9.5～10.5ghz范围内的圆极化转换表现较好，根据相对带宽的计算公式得到其相对带宽达到10％。说明全金属天线单元2除了具有良好的极化转换特性，还具备低损耗的优势。
[0077]
馈源天线1采用多模圆锥喇叭天线，其辐射因子nf＝7.8。对于反射阵列天线3，本实施例取m＝162个全金属天线单元2按照三角形栅格排布规律以周期间隔p＝19.92mm排列，构成的反射阵列天线3在xoy平面内呈现为半径r＝150mm的近似圆形。以馈源天线1的初始入射角为根据公式(5)和公式(9)，以焦径比f》1为标准，综合选取馈源天线1的相位中心坐标为(0mm，-72.8mm，240mm)。取反射波扫描角度为其中θb为-40度到40度范围内的任意俯仰角波束指向。
[0078]
以10ghz为例，由公式(10)可以计算得到反射阵口面上第m行第n列的天线单元所需要实现的补偿相位和需要旋转的角度图8(a)为本发明中实现预期反射波束指向为时，反射阵列天线3表面在z方向的俯视图，可以看到处于不同位置的圆极化转换结构21具有不同的旋转分布角度；图8(b)为此情况下反射波束的三维辐射方向图，可以看到此时的反射波束垂直于反射阵列天线3表面，沿着z轴正方向的主波束为实心波束且对称性良好，说明本实施例所得结果与理论计算结果较为吻合，能够实现对入射圆
极化微波的定向调控。
[0079]
图9(a)为预期波束指向为时，反射阵列天线3表面在z方向的俯视图，可以看到此时圆极化转换结构21的旋转分布情况与图8(a)不同，表征不同的预期波束指向下反射阵列天线3表面具有不同的口面相位分布。图9(b)为此情况下反射波束的三维辐射方向图，此时反射波束的最大辐射方向偏离z轴的夹角θb约为40度，与图8(b)作为比较，说明了本实施例具备空间波束扫描的能力。图8和图9反映出本发明能够高效实现空间波束的定向扫描，且在大范围波束扫描的同时能够将方向图副瓣抑制在较低水平。
[0080]
图10为本发明在实现预期波束指向为时的反射阵列天线3表面电场分布情况，在cst studio suite中以1w的输入功率下，口径面上的电场分布均匀，最大场强为1982v/m，以金属材料在真空中50mv/m的击穿阈值计算，可以得到本发明的功率容量为636mw，单位面积下的功率容量达到9gw/m2，能够满足高功率微波应用需求。
[0081]
图11为本发明在10ghz时，不同的口面相位分布情况下所实现的反射波束在俯仰角平面的空间波束扫描方向图，图11(a)、(b)、(c)分别对应于波束扫描角度为0度、20度和40度时的情况。三幅图中，横坐标均为反射波束的俯仰角，与图2(a)中的θb保持一致，纵坐标为本发明的增益，图中实线表示反射波束的主极化辐射方向图、虚线表示反射波束的交叉极化辐射方向图。图11(a)中，如实线所示，波束扫描角为0度时，主波束增益为26.91db，第一副瓣出现在12度，幅值为4.016db(副瓣电平-22.9db)，如虚线所示，交叉极化方向图始终被抑制在0db以下。图11(b)中，波束扫描角为20度时，主波束增益为26.85db，第一副瓣出现在-2度，幅值为1.925db(副瓣电平-24.9db)，如虚线所示，交叉极化方向图始终被抑制在0db以下。图11(c)中，波束扫描角为40度时，主波束增益下降到25.72db，第一副瓣出现在55度，幅值为3.701db(副瓣电平-22db)，如虚线所示，交叉极化方向图小于4db。以上结果表明本实施例符合高性能反射阵列天线的要求，且具备
±
40度(80度锥角)的空间波束扫描范围。
[0082]
本发明在频带范围内的其它频点同样可以达到图8至图11所示的实施效果。同时，对于与本发明频率跨度较大的频段，采用本发明中所提出结构的缩比模型，均可以实现对高功率微波反射波的大范围空间波束扫描。
[0083]
由上述结果可知，相较于传统反射阵列天线和高功率微波反射阵列天线，本发明具有较为简单的结构、更高的功率容量(大于8gw/m2)和较大的波束扫描范围(80度锥角)。该旋转单元移相式高功率微波空间波束可扫反射阵列天线结构紧凑、加工工艺简单，在工程上容易实现。以上实施方式仅用于说明本发明，而并非对本发明的限制。有关技术领域的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，特别是对所提出的圆极化转换结构的核心设计思想与结构设计还可以做出各种变化及变型，因此所有等同的技术方案也属于本发明的保护范畴。