一种可重构的单级谐振式E类调整整流器

一种可重构的单级谐振式e类调整整流器
技术领域
1.本发明属于功率集成电路设计技术领域，具体涉及一种可重构的单级谐振式e类调整整流器。


背景技术：

2.无线功率传输系统中的次级能量接收电路设计是更接近于电池端的能量管理电路的重点，次级能量接收电路将次级线圈接收的能量通过主功率拓扑的交流转直流的方式整流至输出端的电池负载。无线功率传输系统中的次级接收电路作为接收端以及离最终电池负载端最近的电路结构，通常要求宽负载变化范围和宽输出电压调整范围和很高的转换效率，其对最终采用该次级接收电路的无线功率传输系统的能耗以及电池端的电压管理性能有着重大影响。
3.在无线能量传输(wireless power transfer，wpt)系统中，相较于电磁感应耦合式，谐振式功率传输(resonant wireless power transfer，rwpt)式由于传输距离远、耦合位置依赖性低的特点而更受追捧。而现有的rwpt输出调整整流电路常为多级结构，现有结构中，一种是通过电阻分压检测出的电压大小，通过与低压差线性稳压器的参考电压比较，配置整流器为全桥整流器(输出单倍乘直流输出电压，记作1x)或者倍压器(输出双倍乘直流输出电压，记作2x)，判断依据是那个配置能减小参考电压输入和输出之间的差异，从而进行输出电压的调整。然而这里需要一个ldo稳压器，属于多级结构。另一种是利用电荷泵式的两个飞电容与全桥整流器的结合，通过反馈控制回路周期性配置1x和2x模式，改变电容导通开关频率大小或者开关输入信号的占空比来调整负载输出电压幅值。尽管该结构避免使用了ldo，但采用开关电容电路，依然是多级结构。以上的研究中整流和稳压器或开关电容电路两级相连完成整流和调整功能结合的缺点也是显而易见的，即多级功率结构链接造成多级结构效率叠加相乘的效率衰减，在发热还是能量利用率上都得不偿失。
4.因此单级集成整流和调整功能是次级谐振无线功率传输的重点设计内容，以实现能量传输效率的最大化。现有提出了基于d类有源整流结构的单级谐振式调整整流器，也通过脉冲宽度式(pwm)控制环路周期性的配置为1x、1/2x和0x(空转)模式，以调节输出电压，实现了在输出调整的情况下高效率的单级次级能量传输，但其中实现输出调整而将主功率拓扑配置为1x、1/2x模式其分别是重构整流结构为d类的全桥和半桥整流结构，其中在整流过程中，全桥四个功率管和半桥两个功率管作为电流流通通路，在同一周期里的各半周期内只导通其中各自一半的功率管，因此在两个半周期内均在负载上流过电流从而完成整流。但这样的模式整流结构在整个周期始终有两个功率管会导通，这会导致次级有两份功率管导通电阻上的损耗，而整体次级功率传输效率主要损耗都来自于功率管导通损耗，因此尽量降低功率管导通损耗是提高单级调整整流器功率传输效率的关键，而在该文献中，只能通过提高片上功率管面积以换取更低的导通电阻的方式来实现更高传输效率。另一方面，多个功率管在控制电路中需要相应个数的栅极驱动器和控制电路，更进一步提高了控制电路的复杂性和总功耗，更不利于次级功率传输效率的提高。


技术实现要素：

5.本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种可重构的单级谐振式e类调整整流器，针对具有控制反馈环路的d类单级谐振调整次级解决方案多功率管带来的导通损耗以及控制电路和驱动电路设计和功耗成本高的不足，采用新型单级e类调整整流器，仅有单功率管，且其无源结构可重构，根据负载输出电压的直流值大小，确定电压调制环路的调整方向，在电池端负载调件改变带来输出电压改变情况下，根据采样得到的瞬时负载直流电压值进行判断调制方向，将输出电压稳定在目标电压，同时在单功率管在采用主动调整的方式以使功率管满足软开关处在软开关状态，可以达到相对传统d类单级谐振整流器更高传输效率的设计要求。
6.本发明采用以下技术方案：
7.一种可重构的单级谐振式e类调整整流器，包括重构式e类整流主功率电路和效率校正&负载电压调制器，重构式e类整流主功率电路采用e类整流结构，通过主动功率管和无源结构与负载r
l
连接，将次级电流源驱动的交流输入能量整流至直流并输出；效率校正&负载电压调制器向重构式e类整流主功率电路提供重构电容阵列开关控制信号，实现调制过程中对重构式e类整流主功率电路的无源结构配置，同时提供脉宽调制的主动功率管栅控制信号，实现重构式e类整流主功率电路的功率转换效率的校正提高。
8.具体的，重构式e类整流主功率电路包括主动功率管sw，可重构并联电容阵列c
p
，负载电容c
l
和滤波电感lf，主动功率管sw、可重构并联电容阵列和负载电容c
l
并联设置在输入等效交流源ac的两端，滤波电感lf串联在可重构并联电容阵列和负载电容c
l
之间；主动功率管sw的漏端和负载r
l
的正端分别连接效率校正&负载电压调制器的采样输入端，效率校正&负载电压调制器根据主动功率管sw的漏极电压v
sw
和负载r
l
上的直流电压v
rec
作为判断依据，产生控制主动功率管sw开关的栅控制信号ctrl
gate
和可重构电容阵列控制信号ctrl
cp
[5:0]。
[0009]
进一步的，可重构并联电容阵列c
p
包括六组mos开关sw
ci
，六组mos开关sw
ci
的源极与地电平连接，六组mos开关sw
ci
的漏极与六个电容c
pi
的负级连接，六个电容c
pi
的正级与主动功率管sw的漏极连接；六组mos开关sw
ci
和对应的电容c
pi
串联得到六位开关控制电容阵列，再与固定电容cpx并联在输入等效交流源ac端，通过效率校正&负载电压调制器产生的控制信号ctrl
cp
[5:0]对六组mos开关sw
ci
的栅端进行控制实现六位开关控制电容阵列的容值控制。
[0010]
更进一步的，可重构并联电容阵列c
p
的电容具体为：
[0011]cp
＝c
px
∑2ictrl
cp
[i]c
p0
[0012]
其中，c
p0
为单位电容值，ctrl
cp
[i]以数字码0或1表示，,i＝0,1,2,3,4,5；
[0013]
可重构并联电容阵列c
p
的固定电容c
px
满足关系如下：
[0014]cpx
＞＞c
drain,p
[0015]
其中，c
drain,p
为主动功率管的源漏寄生电容。
[0016]
具体的，e类整流结构的电路参数特征满足限制条件如下：
[0017]
初始相位为：
[0018]
[0019]
滤波电感lf流过的电流等于输出负载r
l
上的电流，表示为i
rec
，满足：
[0020][0021]
谐振工作频率ω、可重构电容阵列总电容c
p
和负载电阻r
l
的乘积ωc
prl
满足：
[0022][0023]
负载r
l
上的直流电压v
rec
满足：
[0024][0025]
其中，dt为栅控制信号占空比，im为次级正弦交流电流输入峰值。
[0026]
具体的，效率校正&负载电压调制器包含两个电路通路、采样时钟产生器和异步清零信号产生器；两个电路通路分别为电容阵列控制信号ctrl
cp
[5:0]产生及驱动的通路和栅控制信号ctrl
gate
脉宽调制产生及的驱动通路。
[0027]
进一步的，电容阵列控制信号产生及驱动通路以可重构e类整流主功率电路输出负载r
l
上模拟域输出整流电压v
rec
作为采样输入信号，以数字控制信号ctrl
cp
[5:0]作为输出至可重构e类整流主功率电路电容阵列mos开关栅端；
[0028]
栅控制信号脉宽调制产生及驱动通路以可重构e类整流主功率电路的主动功率管sw漏电压v
sw
作为采样输入信号，最终产生的控制信号ctrl
gate
输出至主动功率管sw栅端控制其导通关断；
[0029]
采样时钟产生器在电路启动阶段根据v
rec
电压自产生nrst重置信号，分别提供给两个电路通路和采样时钟产生器作为重置控制信号，当nrst重置信号低电平来临后，将阵列控制信号ctrl
cp
《5:0》的码值清零，此时可重构并联电容阵列电容容值为c
px
，同时将栅控制信号脉宽调制产生及驱动通路中矢量调制方向产生算法输出控制码duty《7:0》最大码值一半，使得控制信号脉宽ctrl
gate
占空比为50％，采样时钟产生器以产生的控制信号ctrl
gate
作为输入，分频及延迟后产生电容阵列控制信号产生及驱动通路的采样时钟clk
rec
和栅控制信号脉宽调制产生及驱动通路的采样时钟clk
on
。
[0030]
更进一步的，矢量调制方向产生算法具体为：
[0031]
对于[d
hh
，dh，d
l
，d
ll
]-ctrl
cp
《5:0》矢量调制方向产生算法，在输入[d
hh
，dh，d
l
，d
ll
]为1111时，输出v
rec
在大窗口[v
rechh
，v
recll
]之上；窗口在采样时钟clk
rec
边沿来临时，ctrl
cp
《5:0》的码值相对于上个采样时钟周期增加二进制量δctrl
cp
＝3’b100；
[0032]
在输入[d
hh
，dh，d
l
，d
ll
]为0000时，输出v
rec
在大窗口[v
rechh
，v
recll
]之下，窗口在采样时钟clk
rec
边沿来临时，ctrl
cp
《5:0》码值相对于上个周期减少δctrl
cp
＝3’b100；
[0033]
在输入[d
hh
，dh，d
l
，d
ll
]为0111时，输出v
rec
在小窗口[v
rech
，v
recl
]之上，在大窗口高电平v
rechh
之下，窗口在采样时钟clk
rec
边沿来临时，ctrl
cp
《5:0》的码值相对于上个周期增加δctrl
cp
＝1’b1；
[0034]
在输入[d
hh
，dh，d
l
，d
ll
]为0001时，输出v
rec
在小窗口[v
rech
，v
recl
]之下，在大窗口低电平v
recll
之上，窗口在采样时钟clk
rec
边沿来临时，ctrl
cp
《5:0》的码值相对于上个周期减少δctrl
cp
＝1’b1；
[0035]
在输入[d
hh
，dh，d
l
，d
ll
]为0011时，输出v
rec
在小窗口[v
rech
，v
recl
]之内，窗口在采样时钟clk
rec
边沿来临时，ctrl
cp
《5:0》的码值相对于上个采样时钟周期不变，c
p
容值不变，在置位信号nrst低电平来临时，ctrl
cp
《5:0》的码值置为000000，c
p
容值置为固定电容c
px
，电路稳定后v
rec
为最大输出电压；
[0036]
对于[d
swh
，d
swl
]-duty《7:0》矢量调制方向产生算法，仅有一个步长δduty＝2’b100，根据栅信号脉宽调制产生器及驱动通路中升压采样得到源漏v
swo
与窗口[v
wh
，v
swl
]的关系确定输出码值duty《7:0》调整方向：
[0037]
在输入[d
swh
，d
swl
]为11时，导通沿时刻v
sw
电压大于0，以步长δduty减小duty《7:0》码值，dac输出v
duty
减小，pwm脉宽调整比较器输出ctrlgate上升沿延后，脉宽占空比降低；
[0038]
在输入[d
swh
，d
swl
]为00时，导通沿时刻v
sw
电压小于0，导通沿滞后，以步长δduty增大duty《7:0》码值，dac输出v
duty
增大，pwm脉宽调整比较器输出ctrlgate上升沿提前，脉宽占空比增加；
[0039]
在输入[d
swh
，d
swl
]为00时，导通沿时刻v
sw
电压为0，满足zvs条件，主动功率管sw处于软开关状态，完成高效率调整。
[0040]
进一步的，电容阵列控制信号产生及驱动通路具体信号传递和电路连接结构为：
[0041]
通过带电阻采样可重构e类整流主功率电路输出电压v
rec
的大小，电阻采样的电压通过两对窗口比较器与两组窗口电压[v
rechh
，v
recll
]和[v
rech
，v
recl
]进行比较，将输出电压v
rec
的模拟域电压转化成数字域码值[d
hh
，d
ll
]和[dh，d
l
]；将两组数字比较输出作为矢量调制方向产生算法的输入，在矢量调制产生方法调整时钟clk
rec
边沿来临时，根据[d
hh
，dh，d
l
，d
ll
]的输入码值，根据矢量调制方向产生算法确定六位电容阵列控制信号ctrl
cp
《5:0》码值的调整步长，并以两种不同步长增大或减小码值大小，再通过驱动控制电容阵列控制管导通或者关闭，实现电容阵列c
p
《5:0》容值的变化。
[0042]
进一步的，栅控制信号脉宽调制及驱动通路具体信号传递和电路连接结构为：
[0043]
对栅控制信号ctrl
gate
在由采样时钟产生器产生的导通时钟clk
on
边沿来临时对v
sw
升压采样得到的本周期的导通瞬时源漏电压v
swo
，与在地电压处的参考电压窗口[v
swh v
swl
]比较得到比较结果码值[d
swh
，d
swl
]，根据[d
swh
，d
swl
]的输入码值，矢量调制方向产生算法以固定步长调整算法输出duty《7:0》的码值，码值通过8bit dac解码，得到一个根据比较结果变化的电压值v
duty
，对应电平通过pwm比较器与斜坡信号比较，得到一个上升沿逐次变化的方波信号，经过驱动后得到脉宽和上升沿调制过的控制信号ctrl
gate
。
[0044]
与现有技术相比，本发明至少具有以下有益效果：
[0045]
本发明一种可重构的单级谐振式e类调整整流器，采用由可重构e类主功率电路和效率校正&负载电压调制器组成环路，以单级结构形式在次级交流输入和负载间实现交流到直流的功率转换，完成整流和输出负载电压调整两个功能的单级结构上的集成。相对于传统整流器、开关电容转换器和线性稳压器组成的三级结构完成整流和输出负载电压调整功能的集成，其结构更简洁，多级间级联导致的多余功率损耗可以有效降低，因此交流转直流的功率转换效率更高。
[0046]
进一步的，重构式e类整流主功率电路设置的可重构电容阵列结构并联在主动功率管sw的漏源两端，也连接在输入交流电流ac源和二阶输出滤波网络l
f-c
l
间，重构式e类整流主功率电路仅有一个主动功率管sw，相对于d类整流电路两个以上的功率管结构，每个功
率管可以在一个周期内各自导通一段时间，为输入交流ac源的电流的正向流动和反向流动都提供通路，重构式e类整流主功率电路的单个主动功率管sw只能在交流ac源电流反向流动时提供通路，而sw俩端并联的可重构电容阵列结构可以提供ac源电流正向流动时的通路，在ac源电流正向输入时，可重构电容阵列c
p
充电，产生有峰值的周期性sw漏端电压v
sw
，再经过l
f-c
l
滤波，得到直流电源v
rec
，即可完成整个整流过程。
[0047]
进一步的，可重构并联电容阵列c
p
的连接方式中，让六位开关sw
ci
的漏极与六位电容c
pi
的负极板相连，目的是避免六位开关sw
ci
源极电压过大，使得栅极驱动控制电源轨设计复杂，因此将开关sw
ci
源极连接至地电压，因此驱动六位开关sw
ci
的控制信号ctrlcp[5:0]的驱动结构的电源轨可以正常设置为5v的电源轨，同时避免了栅极电压过高带来的击穿问题。
[0048]
进一步的，可重构并联电容阵列c
p
中的固定电容c
px
满足关系是由于固定电容c
px
决定着可重构并联电容阵列c
p
最小值，即决定着输出电压调整的最大电压值，为了避免主动功率管sw的源漏寄生电容对输出电压调整最大电压值的影响，我们在选择主动功率管sw时需要考虑其寄生电容的大小，使其满足该限定关系；可重构并联电容阵列c
p
容值大小设置由控制信号ctrl
cp
[5:0]决定，其目的是可以通过环路确定控制信号ctrl
cp
[5:0]码值，通过控制让六位开关sw
ci
开关来自适应调整c
p
容值大小，并且容值调整以二进制式增加或者减少，最小调整分辨率以单位电容值c
p0
决定。
[0049]
进一步的，可重构的高效率单级谐振式e类调整整流器的电路参数初始相位电流i
rec
、ωc
prl
和直流电压v
rec
满足的关系，设置的目的是让e类整流结构满足主动功率管sw导通切换瞬间零电压导通(zero voltage switching，zvs)和主动功率管sw关断切换瞬间零电压导数关断(zero voltage derivative switching，zvds)，即可让重构式e类整流主功率电路的主动功率管sw处在软开关的形式，其导通/关断切换损耗可以最小化，因此其功率转换效率可以最大化。
[0050]
进一步的，效率校正&负载电压调制器设置两个数模混合通路的目的是分别完成重构式e类整流主功率电路的自适应电压调整和自适应高效率整流功能实现。其中，电容阵列控制信号产生及驱动通路自适应完成负载输出电压v
rec
电压调整功能实现，栅控制信号脉宽调制产生及驱动通路完成对重构式e类整流主功率电路的功率转换效率校准提高。
[0051]
进一步的，栅控制信号脉宽调制及驱动通路是通过控制可重构e类主功率拓扑的功率管栅控制信号，使得同步功率管sw
p
在导通/关断切换时刻处在软开关形式，即零电压导通切换(zvs)，此处电压指同步功率管sw
p
的源漏电压v
sw
，zvs实现即要求sw
p
栅控制信号ctrl
gate
的导通沿来临时v
sw
＝0，这样使得sw
p
的开关切换损耗最小化，以实现高的功率传输效率。
[0052]
进一步的，采用矢量调制方向产生算法，设置的窗口比较方式目的是将目的信号v
rec
和v
sw
在调整完成后调整至目的窗口内。其中v
rec
调整的[d
hh
，dh，d
l
，d
ll
]-ctrl
cp
《5:0》矢量调制方向产生算法通过两个窗口，以不同的窗口确定不同的调整步长，最终目的将输出电压调整在[dh，d
l
]小窗口内，实现最终的稳压电压调整输出。设置两个窗口的目的是提高负载调整速度，在负载切换后，电压变化幅度大，就以大窗口和大步长调整，即可有效提高负载调整速度。而v
sw
调整设置窗口[d
swh
，d
swl
]在地电压附近，在完成调整后，v
sw
位于窗口[d
swh
，d
swl
]内，可近似视作可重构e类主功率结构已处在zvs状态，近似实现了最高的功率转
换效率。
[0053]
进一步的，电容阵列控制信号产生及驱动通路，设置的数模混合式信号传递和电路连接结构目的是根据采样得到的输出电压v
rec
和调整目标电压的大小关系，自适应反馈调整可重构电容阵列c
p
容值大小，以实现对输出电压的v
rec
的电压调整。
[0054]
进一步的，栅控制信号脉宽调制及驱动通路，设置的数模混合式信号传递和电路连接结构目的是根据采样得到的主动功率管导通时刻处漏电压v
sw
和地电压gnd之间的大小关系，以确定是否实现了zvs，自适应反馈调整主动功率管栅控制信号ctrl
gate
的脉冲宽度(等效为提前/延迟调整ctrl
gate
的导通沿位置)，以实现对导通时刻处漏电压v
sw
调整，以满足zvs条件。
[0055]
综上所述，本发明在单级功率级结构上利用所提出的效率校正&负载电压调制器组成的控制调整环路，实现了高效率整流和输出电压调整功能的单级集成，并提出一种基于自适应控制的矢量调制方向产生算法，应用于效率校正和负载电压调制通路中。
[0056]
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
[0057]
图1为本发明可重构高效率单级谐振式e类调整整流器结构示意图；
[0058]
图2为本发明重构式e类整流主功率电路及其等效图，包括可重构并联电容阵列具体电路结构；
[0059]
图3为本发明重构式e类整流主功率电路参数v
rec
和c
p
限制关系仿真图；
[0060]
图4为本发明效率校正&负载电压调制器的具体电路结构图。
[0061]
图5为本发明电容阵列控制信号产生及驱动通路自适应矢量调制方向算法的波形与输出码值示意图；
[0062]
图6为本发明栅信号脉宽调制及驱动通路自适应矢量调制方向算法和dac输出波形示意图；
[0063]
图7为本发明具体实施例中轻载r
l
＝5ω切换到重载r
l
＝3ω情况下输出负载调制在5v直流输出的瞬态仿真图；
[0064]
图8为本发明具体实施例中不同输出负载电压和负载电阻下的次级交流转直流功率转换效率仿真结果。
具体实施方式
[0065]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0066]
在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
[0067]
还应当理解，在本发明说明书中所使用的术语仅仅是出于描述特定实施例的目的而并不意在限制本发明。如在本发明说明书和所附权利要求书中所使用的那样，除非上下文清楚地指明其它情况，否则单数形式的“一”、“一个”及“该”意在包括复数形式。
[0068]
还应当进一步理解，在本发明说明书和所附权利要求书中使用的术语“和/或”是指相关联列出的项中的一个或多个的任何组合以及所有可能组合，并且包括这些组合。
[0069]
在附图中示出了根据本发明公开实施例的各种结构示意图。这些图并非是按比例绘制的，其中为了清楚表达的目的，放大了某些细节，并且可能省略了某些细节。图中所示出的各种区域、层的形状及它们之间的相对大小、位置关系仅是示例性的，实际中可能由于制造公差或技术限制而有所偏差，并且本领域技术人员根据实际所需可以另外设计具有不同形状、大小、相对位置的区域/层。
[0070]
本发明提供了一种可重构的单级谐振式e类调整整流器，同时针对新型可重构的单级e类整流器的数模混合的控制调整电路进行设计，电压调制以数模混合反馈环路进行电路设计，分别采样输出负载电压及功率管电压作为判断依据，以模拟比较得到数字结果作为判断条件在数字电路中实现可控矢量方向的控制。数模混合的方式使得整体控制环路功耗较小，也可以使得算法有更好的延展性，甚至可以在片外以fpga的形式实现。同时控制系统中的驱动部分损耗由于e类整流器的单主动功率管设计可大大降低。
[0071]
请参阅图1，本发明一种可重构的单级谐振式e类调整整流器，包括重构式e类整流主功率电路和效率校正&负载电压调制器，重构式e类整流主功率电路通过主动功率管和无源结构相结合将次级电流源驱动的交流输入能量整流至直流输出，是本发明所提出的单级e类谐振调整整流器主功率拓扑，功率电流通过主功率拓扑流动；效率校正&负载电压调制器向重构式e类整流主功率电路既提供重构电容阵列开关控制信号以实现调制过程中对重构式e类整流主功率电路的无源结构配置，同时也提供脉宽调制的主动功率管栅控制信号以实现重构式e类整流主功率电路的功率转换效率的校正提高。
[0072]
请参阅图2，为本发明所提出的重构式e类整流器主功率电路结构图，重构式e类整流主功率电路包括主动功率管sw，可重构并联电容阵列、负载电容c
l
和滤波电感lf，主动功率管sw、可重构并联电容阵列和负载电容c
l
并联设置在输入等效交流源ac的两端，滤波电感lf串联在可重构并联电容阵列c
p
和负载电容c
l
之间；主动功率管sw的漏端(即可重构并联电容阵列的正极)和负载电阻r
l
的正端分别连接效率校正&负载电压调制器的采样输入端，效率校正&负载电压调制器根据主动功率管sw漏极电压v
sw
和负载r
l
上的直流电压v
rec
作为判断依据，产生控制主动功率管sw开关的栅控制信号ctrl
gate
和可重构电容阵列控制信号ctrl
cp
[5:0]。
[0073]
本发明所提出的可重构并联电容阵列c
p
具体连接方式为：六个mos开关sw
ci
的源极与地电平相连，漏极与六个电容c
pi
负级板分别相连，而c
pi
正级板与主动功率管sw漏极连接。六组mos开关sw
ci
和电容c
pi
串联得到的六位开关控制电容阵列再与固定电容cpx并联在输入等效交流源ac俩端(即主动功率管sw源漏两端),六位开关控制电容阵列的容值控制通过效率校正&负载电压调制器产生的控制信号ctrl
cp
[5:0]对六组mos开关sw
ci
的栅端进行控制。
[0074]
请参阅图2，由于本发明面向如电磁负载无线充电的中高功率无线传输系统，所提出的整流器输入接受能量是瓦级能交流能量，整个无线能量传输系统初级发射机的功率传
输效率在次级整流器输入端采用串联谐振结构(series-resonant secondary tank，sst)时才能最大化，因此本发明提出的重构式e类主功率电路输入谐振网络由次级线圈l
sec
、串联电阻cs和次级线圈寄生电阻rs组成，c
s-l
sec-rs首位串联后并联在主动功率管sw源漏两端。sst谐振输入等效为近似正弦电流源输入，峰值电流为3a，能够在主动功率管漏极端产生超过》25v的中高电压。其次串联谐振c
s-l
sec-rs结构的谐振频率要符合6.78mhz或者13.56mhz的工业科学及医疗频带(industrial scientific medical，ism band)的无线功率产品实际应用要求，另外为了使得等效后在功率管漏断得到的是交流输入的电流源的正弦性更好，需要适当的安排串联谐振c
s-l
sec-rs结构品质因素q。但品质因数q的选择存在折衷，一方面考虑到次级输入谐振选频特性要好，因此要求高的品质因素，但同时整流电路无源器件储存尽量少的能量，将所有的能量消耗在负载上，则需要低的品质因素，在本发明所设计的e类主功率拓扑上，品质因素应略大于5，选择5≤q≤10，串联谐振c
s-l
sec-rs结构可以等效为正弦电流输入。
[0075]
同时考虑到整流器的主要功率损耗来自于功率管导通时导通电阻的损耗，功率管sw采用主动控制的源漏耐压32v的片内集成硅基mos开关，相对于非同步控制的肖特基二极管作为功率开关被动导通，没有被动开关较大的导通电压，因此该种mos型主动功率管的导通损耗更小，效率可以有效提升。
[0076]
请参阅图2，本发明所提出的重构式e类整流器主功率电路设计中涉及电路的具体电压电流有：串联谐振c
s-l
sec-rs结构等效的正弦电流输入i
in
、主动功率管sw的电流isw、可重构电容阵列c
p
的电流icp、经过二阶滤波网络之后的整流输出电压v
rec
和整流输出电流i
rec
。涉及的具体电路参数有：主动功率管sw栅控制信号ctrl
gate
的占空比为dt、等效的正弦输入电流i
in
的电流输入峰值为im和初始相位为负载r
l
上的直流电压值v
rec
和可重构电容阵列容值c
p
。本发明设计的重构式e类整流器主功率电路的满足软开关切换，即满足主动功率管sw导通切换瞬间零电压导通(zero voltage switching，zvs)和主动功率管sw关断切换瞬间零电压导数关断(zero voltage derivative switching，zvds)，其参数限制关系满足：
[0077][0078][0079][0080][0081]
请参阅图2，在具体可重构并联电容阵列的电路设计上，由于输出负载范围和输出电压范围有其极限值，存在一个最低调整电容和其对应的最大调整电压，该最低调整电容应远远大于同步功率管的源漏寄生电容c
drain,p
，因此设置可重构并联电容阵列的固定电容c
px
，满足c
px
》》c
drain,p
，本发明中固定电容值取c
px
＝900pf，并在芯片外实现。同时由于输出电压和重构电容阵列的容值的映射性，在理想情况下，可重构并联电容阵列的调整精度即
输出电压调制的分辨率，因此，可重构并联电容阵列的单位电容值c
p0
将取决于输出电压调制分辨率，在负载r
l
＝5ω时希望调整时的最小变化单位电压为δv
rec
＝40mv，因此本发明中对单位电容值取c
p0
＝150pf，同样地，可重构并联电容阵列也在芯片外实现，每部分可重构并联电容阵列的电容大小按照2的指数次幂排列，即：
[0082]cp
＝c
px
∑2ictrl
cp
[i]c
p0
,i＝0,1,2,3,4,5(5)
[0083]
其中，c
p0
为单位电容值，ctrl
cp
[i]以数字码0或1表示。
[0084]
请参阅图3所示的根据参数限制关系仿真得到的重构式e类整流主功率电路参数v
rec
和c
p
变化图，对于输入串联谐振网络c
s-l
sec-rs、峰值电流im和占空比dt确定情况下，负载输出电压v
rec
仅与栅控制信号占空比dt和可重构并联电容容值c
p
有关，并联电容容值和输出电压近似成反比关系。以此为基础，本发明采用一种全新的输出负载调制的方式，并以图4所提出的效率校正&负载电压调制器中的电容阵列控制信号产生及驱动通路实现。
[0085]
请参阅图4，效率校正&负载电压调制器以数模混合方式实现，效率校正&负载电压调制器包含两个电路通路、采样时钟产生器和异步清零信号产生器；两个电路通路分别为电容阵列控制信号ctrl
cp
[5:0]产生及驱动的通路和栅控制信号ctrl
gate
脉宽调制产生及驱动的通路；其中，确定反馈控制信号ctrl
cp
[5:0]和duty[7:0]的调整方向的数字矢量调制方向产生算法是反馈调整实现输出电压调整和效率校正的关键；
[0086]
系统电路结构特点如下：电容阵列控制信号产生及驱动通路以可重构e类整流主功率电路输出负载r
l
上模拟域输出整流电压v
rec
作为采样输入信号，以数字控制信号ctrl
cp
[5:0]作为输出至可重构e类整流主功率电路电容阵列mos开关栅端。栅控制信号脉宽调制产生及驱动通路以可重构e类整流主功率电路的主动功率管sw漏电压v
sw
作为采样输入信号，最终产生的控制信号ctrl
gate
输出至主动功率管sw栅端控制其导通关断。
[0087]
异步清零信号产生器再电路启动阶段根据v
rec
电压自产生nrst重置信号，分别提供给两个电路通路和采样时钟产生器作为重置控制信号，nrst重置信号低电平来临后，将阵列控制信号ctrl
cp
《5:0》的码值清零，此时可重构并联电容阵列电容容值为c
px
，同时将栅控制信号脉宽调制产生及驱动通路中矢量调制方向产生算法输出控制码duty《7:0》最大码值一半，使得控制信号脉宽ctrl
gate
占空比为50％。采样时钟产生器以产生的控制信号ctrl
gate
作为输入，分频及延迟后产生电容阵列控制信号产生及驱动通路的采样时钟clk
rec
和栅控制信号脉宽调制产生及驱动通路的采样时钟clk
on
。
[0088]
请参阅图4，效率校正&负载电压调制器的电容阵列控制信号产生及驱动通路结构与信号连接为：通过带电阻采样可重构e类整流主功率电路输出电压v
rec
的大小，电阻采样的电压通过两对窗口比较器与两组窗口电压[v
rechh
，v
recll
]和[v
rech
，v
recl
]进行比较，将输出电压v
rec
的模拟域电压转化成数字域码值[d
hh
，d
ll
]和[dh，d
l
]；将两组数字比较输出作为矢量调制方向产生算法的输入，在矢量调制产生方法调整时钟clk
rec
边沿来临时，根据[d
hh
，dh，d
l
，d
ll
]的输入码值，矢量调制方向产生算法确定六位电容阵列控制信号ctrl
cp
《5:0》码值的调整步长，并以两种不同步长增大或减小码值大小，再通过驱动控制电容阵列控制管导通或者关闭，实现电容阵列c
p
《5:0》容值的变化。
[0089]
请参阅图4，效率校正&负载电压调制器的栅控制信号脉宽调制及驱动通路结构为与信号连接：在栅控制信号ctrl
gate
在由采样时钟产生器产生的导通时钟clk
on
边沿来临时对v
sw
升压采样得到的本周期的导通瞬时源漏电压v
swo
，与在地电压附近的参考电压窗口
[v
swh v
swl
]比较得到比较结果码值[d
swh
，d
swl
]，根据[d
swh
，d
swl
]的输入码值，矢量调制方向产生算法以固定步长调整算法输出duty《7:0》码值。码值通过8bit dac解码，得到一个根据比较结果变化的电压值v
duty
，对应电平通过pwm比较器与斜坡信号比较，得到一个上升沿逐次变化的方波信号，经过驱动后得到脉宽和上升沿调制过的控制信号ctrl
gate
。
[0090]
请参阅图5,电容阵列控制信号产生及驱动通路的[d
hh
，dh，d
l
，d
ll
]-ctrl
cp
《5:0》矢量调制方向产生算法具体为：在输入[d
hh
，dh，d
l
，d
ll
]为1111时，代表此时输出v
rec
在大窗口[v
rechh
，v
recll
]之上，窗口在采样时钟clk
rec
边沿来临时，ctrl
cp
《5:0》的码值相对于上个采样时钟周期增加二进制量δctrl
cp
＝3’b100，可重构电容阵列c
p
容值以大容值增幅增大，将输出电压v
rec
以较大幅度调整降低；在[d
hh
，dh，d
l
，d
ll
]为0000时，v
rec
在大窗口[v
rechh
，v
recll
]之下，在clk
rec
边沿来临时，ctrl
cp
《5:0》码值相对于上个周期减少δctrl
cp
＝3’b100，c
p
容值以大容值增幅减小，v
rec
大幅度增加；在[d
hh
，dh，d
l
，d
ll
]为0111时，v
rec
在小窗口[v
rech
，v
recl
]之上，但在大窗口高电平v
rechh
之下，在clk
rec
边沿来临时，ctrl
cp
《5:0》的码值相对于上个周期增加δctrl
cp
＝1’b1，c
p
容值以小容值增幅增大，v
rec
小幅度减小；在[d
hh
，dh，d
l
，d
ll
]为0001时，v
rec
在小窗口[v
rech
，v
recl
]之下，但在大窗口低电平v
recll
之上，在clk
rec
边沿来临时，ctrl
cp
《5:0》的码值相对于上个周期减少δctrl
cp
＝1’b1，c
p
容值以小容值增幅减小，v
rec
小幅度增加；在输入[d
hh
，dh，d
l
，d
ll
]为0011时，v
rec
在小窗口[v
rech
，v
recl
]之内，在采样时钟clk
rec
边沿来临时，ctrl
cp
《5:0》的码值相对于上个采样时钟周期不变，c
p
容值不变，v
rec
经过一段时间稳定。在置位信号nrst低电平来临时，ctrl
cp
《5:0》的码值置为000000，c
p
容值置为固定电容c
px
，此时电路稳定后v
rec
为最大输出电压。
[0091]
请参阅图6，栅控制信号脉宽调制及驱动通路的[d
swh
，d
swl
]-duty《7:0》矢量调制方向产生算法具体：与电容阵列控制信号产生及驱动通路的矢量调制方向产生算法原理相同，但仅有一个步长δduty＝2’b100。根据栅信号脉宽调制产生器及驱动通路中升压采样得到源漏v
swo
与窗口[v
wh
，v
swl
]的关系确定输出码值duty《7:0》调整方向：[d
swh
，d
swl
]为11时，代表导通沿时刻v
sw
电压大于0，导通沿超前，脉宽较大，以步长δduty减小duty《7:0》码值，dac输出v
duty
减小，pwm脉宽调整比较器输出ctrlgate上升沿延后，脉宽占空比降低。[d
swh
，d
swl
]为00时，代表导通沿时刻v
sw
电压小于0，导通沿滞后，脉宽较小，以步长δduty增大duty《7:0》码值，dac输出v
duty
增大，pwm脉宽调整比较器输出ctrlgate上升沿提前，脉宽占空比增加。[d
swh
，d
swl
]为00时，代表导通沿时刻v
sw
电压近似为0，满足zvs条件，主动功率管sw处于软开关状态，此时功率转换效率最高，完成高效率调整。
[0092]
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中的描述和所示的本发明实施例的组件可以通过各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0093]
本发明提出的一种可重构的单级谐振式e类调整整流器，在单级功率级结构上利用所提出的效率校正&负载电压调制器组成的控制调整环路，实现了高效率整流和输出电压调整功能的单级集成，并提出一种基于自适应控制的矢量调制方向产生算法，应用于效
率校正和负载电压调制通路中。
[0094]
本发明所设计的可重构的单级谐振式e类调整整流器，采用0.18μm标准cmos工艺进行了电路设计，并进行了仿真验证。
[0095]
请参阅图7，，在输出电压稳压输出5v情况下，从5w轻负载到8.4w的重负载切换的瞬态响应时间约190～250μs。
[0096]
请参阅图8，整个电路工作在6.78mhz的谐振频率下，同时兼容13.56mhz的谐振频率，次级等效输入峰值电流为3a，整流输出直流电平可稳定在4.2v/5v/5.5v三个挡位，峰值输出功率为8.4w@5v和10.03w@5.5v，峰值交流转直流功率转换效率96.1％@6.57w&5v，在3.5～10.03w的输出功率范围内，平均功率转换效率》90％。
[0097]
本发明相对于传统的d类r3谐振调整单极整流器，导通损耗更小，因此，次级平均功率转换效率有效增加，同时由于电容阵列的可配置性，可实现宽负载电阻变化下的不同负载电压输出。
[0098]
综上所述，本发明一种可重构的单级谐振式e类调整整流器，采用数模混合的反馈环路形式，实现了栅信号的脉宽调制和可重构并联电容阵列的电容调整，实现可重构e类主功率结构的效率校准和输出负载电压调整，在结构上相对于传统d类多级调整整流器，进一步降低了功耗，简化了设计，数字算法的设计更有利于后期功能调试；其次，电容阵列采取片外实现的方式使得阵列配置具有多中可能，通过对电容阵列的外部再次配置实现不同功率负载范围下的高效率整流。
[0099]
以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。