噪声整形模数转换器的制作方法

噪声整形模数转换器
1.优先权要求
2.本专利申请要求2019年10月25日提交的题为“noise shaping analog-to-digital converter”的申请号16/664,554的优先权，该申请已被转让给本技术的受让人，并通过引用被明确并入本文。
技术领域
3.本公开的各方面总体上涉及模数转换，并且更具体地涉及模数转换器(adc)。


背景技术：

4.模数转换器(adc)被用来将模拟信号转换成数字信号。一种类型的adc是逐次逼近寄存器(sar)adc，与其他类型的adc相比，它具有高电源效率并且占用较小面积。由于现代工艺中的非常小的电容器的可用性和改进的电容器匹配，sar adc在设备(例如，无线移动设备)中的模数转换中变得流行。


技术实现要素：

5.以下呈现了一个或多个实现的简化概要，以便提供对这些实现的基本理解。该概要不是对所有预期实现的广泛概览，并且既不旨在识别所有实现的关键或必要元素，也不旨在勾勒任何或所有实现的范围。其唯一目的是以简化的形式呈现一个或多个实现的一些概念，作为稍后呈现的更详细描述的序言。
6.第一方面涉及模数转换器。模数转换器包括第一电容性数模转换器(dac)、第二电容性dac和包括第一输入、第二输入和输出的比较器。模数转换器还包括开关电路，该开关电路包括被耦合到第一电容性dac的第一输入、被耦合到第二电容性dac的第二输入、被耦合到比较器的第一输入的第一输出、以及被耦合到比较器的第二输入的第二输出。模数转换器还包括：被耦合在比较器的输出和比较器的第一输入之间的第一开关；以及被耦合到比较器的输出、第一电容性dac和第二电容性dac的逐次逼近寄存器(sar)。
7.第二方面涉及一种用于在模数转换器中进行噪声整形的方法。模数转换器包括第一电容性数模转换器(dac)、第二dac以及比较器。该方法包括：将第一电容性dac的输出耦合到比较器的第一输入，将第二电容性dac的输出耦合到比较器的第二输入，以及将比较器的输出耦合到比较器的第一输入。
8.第三方面涉及一种用于在模数转换器中进行噪声整形的装置。模数转换器包括第一电容性数模转换器(dac)、第二dac以及比较器。该装置包括：用于将第一电容性dac的输出耦合到比较器的第一输入的部件，用于将第二电容性dac的输出耦合到比较器的第二输入的部件，以及用于将比较器的输出耦合到比较器的第一输入的部件。
附图说明
9.图1示出了根据本公开的某些方面的包括adc的系统的示例。
10.图2示出了根据本公开的某些方面的包括adc的系统的另一个示例。
11.图3示出了根据本公开的某些方面的sar adc的示例。
12.图4示出了根据本公开的某些方面的包括电容性数模转换器(dac)的sar adc的示例。
13.图5示出了根据本公开的某些方面的具有噪声整形的sar adc的示例。
14.图6a示出了根据本公开的某些方面在第(k-1)个转换周期的转换阶段期间的sar adc的等效电路的示例。
15.图6b示出了根据本公开的某些方面在第k个转换周期的采样阶段期间的sar adc的等效电路的示例。
16.图6c示出了根据本公开的某些方面在第k个转换周期的转换阶段期间的sar adc的等效电路的示例。
17.图6d示出了根据本公开的某些方面在第(k 1)个转换周期的采样阶段期间的sar adc的等效电路的示例。
18.图6e示出了根据本公开的某些方面在第(k 1)个转换周期的转换阶段期间的sar adc的等效电路的示例。
19.图7示出了根据本公开的某些方面的第一电容性dac和第二电容性dac的示例性实现。
20.图8是图示了根据本公开的某些方面的用于噪声整形的方法的流程图。
具体实施方式
21.下面结合附图阐述的详细描述旨在作为对各种配置的描述，而不旨在表示在其中可以实践本文描述的概念的唯一配置。为了提供对各种概念的透彻理解，详细描述包括特定细节。然而，对于本领域的技术人员来说显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下实践这些概念。在一些情形中，为了避免混淆这些概念，众所周知的结构和组件以框图形式来示出。
22.adc可以在系统中被用来将模拟信号转换成数字信号。就此而言，图1示出了根据某些方面的包括adc 140的系统110的示例。adc 140被配置为将在adc 140的输入142处的模拟信号转换成数字信号，并且在adc 140的输出144处输出数字信号。系统110还包括接收器130和处理器150，接收器130被耦合到adc 140的输入142，处理器150被耦合到adc 140的输出144。在这个示例中，系统110可以是无线通信设备(例如，手机)的部分。
23.接收器130可以被耦合到一个或多个天线120，并且可以被配置为经由一个或多个天线120接收射频(rf)信号。rf信号可以从基站、接入点或另一无线通信设备被发射。接收器130可以被配置为将接收到的rf信号处理成模拟基带信号，并且将模拟基带信号输出到adc 140以用于数字转换。由接收器130执行的处理可以包括下变频、滤波、放大等。adc 140将模拟基带信号转换成数字信号，并且将数字信号输出到处理器150。处理器150可以处理数字信号以从数字信号中恢复数据并处理经恢复的数据。由处理器150执行的处理可以包括解调、解码等。处理器150可以包括处理器核心、数字信号处理器(dsp)、专用集成电路(asic)、现场可编程门阵列(fpga)或其他可编程逻辑器件或它们的任意组合。
24.图2示出了根据某些方面的包括adc 240的系统210的另一个示例。adc 240被配置
为将adc 240的输入242处的模拟信号转换成数字信号，并且在adc 240的输出244处输出数字信号。系统210还包括接收器230和处理器250，接收器230被耦合到adc 240的输入242，处理器250被耦合到adc 240的输出244。
25.在这个示例中，接收器230可以被耦合到有线信道220，并且可以被配置为经由有线信道220接收模拟信号。有线信道220(也被称为有线链路)可以包括一个或多个金属迹线、一个或多个金属线、电缆或它们的任何组合。在这个示例中，有线信道220可以被用来提供设备225与处理器250之间的通信，其中设备225中的发射驱动器(未示出)通过有线信道220向接收器230发射模拟信号。设备225可以包括外围设备、传感器设备(例如，温度传感器、医疗传感器等)或另一类型的设备。
26.在这个示例中，接收器230可以将来自有线信道220的模拟信号处理成经处理的模拟信号，并且将经处理的模拟信号输出到adc240以用于数字转换。由接收器230执行的处理可以包括放大、均衡等。adc 240将经处理的模拟信号转换成数字信号，并且将数字信号输出到处理器250。然后处理器250可以处理数字信号以从数字信号中恢复数据并且处理经恢复的数据。对于其中设备225包括传感器设备的示例，模拟信号可以包括模拟传感器读数。在这个示例中，adc 240可以将模拟传感器读数转换成数字传感器读数，数字传感器读数然后由处理器250在数字域中进行处理。处理器250可以包括处理器核心、数字信号处理器(dsp)、专用集成电路(asic)、现场可编程门阵列(fpga)或其他可编程逻辑器件或它们的任何组合。
27.图1中的adc 140和图2中的adc 240各自都可以使用逐次逼近寄存器(sar)adc来实现。sar adc包括比较器、数模转换器(dac)和逐次逼近寄存器(sar)。sar将数字信号输出到dac，dac将数字信号转换为输出电压。比较器将dac的输出电压与模拟输入电压进行比较，并且基于比较结果向sar输出比较信号。sar基于比较信号对数字信号的位进行依次解析，其中经解析的数字信号的位提供sar adc的数字输出。sar的各种实现(例如，采用触发器和/或组合逻辑)在本领域中是已知的。
28.图3示出了根据本公开的各方面的sar adc 310的示例的简化框图。sar adc 310被配置为：在模拟输入312处接收模拟输入电压(被标记为“v
in”)，将模拟输入电压v
in
转换成数字值，并且在数字输出315处输出数字值。数字值提供对模拟输入电压v
in
的数字表示。
29.sar adc 310包括采样和保持电路320、比较器330、sar 340和dac 350。采样和保持电路320被配置为对模拟输入312处的模拟输入电压v
in
进行采样，并且在比较器330的第一输入332处保持经采样的模拟输入电压v
in
。dac 350可以是n位dac，其被配置为将来自sar 340的n位数字信号转换为dac电压(被标记为“v
dac”)，并且将dac电压v
dac
输出到比较器330的第二输入334。dac电压v
dac
可以被给出如下：
[0030][0031]
其中v
ref
是参考电压，并且b1至bn是来自sar 340的数字信号的n位。在这个示例中，b1是最高有效位(msb)并且bn是最低有效位(lsb)。b1至bn中的每一位具有1或0的值。
[0032]
比较器330被配置为将经采样的模拟输入电压v
in
与dac电压v
dac
进行比较，并且在输出336处输出比较信号，其中比较信号的逻辑值(即逻辑状态)指示两个电压中的哪一个更大。在一个示例中，如果经采样的模拟输入电压v
in
大于dac电压v
dac
，则比较信号为1，如果
经采样的模拟输入电压v
in
小于dac电压v
dac
，则比较信号为0。sar 340被配置为使用比较器330和dac 350将经采样的模拟输入电压v
in
转换成数字值，如下面进一步讨论的。
[0033]
sar adc 310被配置为在包括采样阶段和转换阶段的模数转换操作中将模拟输入电压v
in
转换成数字输出315处的数字值。在采样阶段期间，采样和保持电路320对sar adc 310的模拟输入312处的模拟输入电压v
in
进行采样。在转换阶段期间，采样和保持电路320在比较器330的第一输入332处保持经采样的模拟输入电压v
in
。
[0034]
在转换阶段期间，sar 340使用比较器330和dac 350将经采样的模拟输入电压v
in
转换成数字值。为此，sar 340向dac 350输出数字信号，并且利用二进制搜索基于来自比较器330的输出336的比较信号来对数字信号的n位b1至bn进行依次解析。sar 340以msb b1开始二进制搜索。为了解析msb b1，sar 340将msb b1设置为1并且将剩余的位b2至bn设置为0。这使dac 350向比较器330的第二输入334输出电压v
ref
/2(即，v
dac
＝v
ref
/2)。然后sar 340基于比较器330的输出来解析msb b1。如果比较信号为1(即，经采样的模拟输入电压v
in
大于v
ref
/2)，则sar 340将msb b1解析为位值1。如果比较信号为0(即，经采样的模拟输入电压v
in
小于v
ref
/2)，则sar 340将msb b1解析为位值0。
[0035]
在解析msb b1之后，sar 340解析第二高有效位b2。为了解析位b2，sar 340将msb b1设置为其经解析的位值，将位b2设置为1，并将剩余的位b3至bn设置为0。然后sar 340基于比较器330的输出来解析位b2。如果比较信号为1，则sar 340将位b2解析为位值1。如果比较信号为零，则sar 340将位b2解析为位值0。
[0036]
sar 340可以对剩余的位b3至bn中的每一位重复上述过程以解析剩余的位b3至bn。在数字信号的所有n位b1至bn已被解析之后，sar 340可以在sar adc 310的数字输出315处输出经解析的位b1至bn，其中经解析的位b1至bn构成数字值，该数字值提供对经采样的模拟输入电压v
in
的数字表示。
[0037]
在某些方面，dac 350是用电容性dac来实现的。在这些方面，采样和保持功能可以被集成到电容性dac中，从而无需单独的采样和保持电路。图4示出了根据本公开的各方面的包括电容性dac 450的sar adc 410的示例。sar adc 410还包括比较器430、开关478和sar 440。sar adc 410被配置为在模拟输入412处接收模拟输入电压v
in
，将模拟输入电压v
in
转换成数字值，并且在数字输出415处输出数字值。数字值提供对模拟输入电压v
in
的数字表示。
[0038]
电容性dac 450被配置为对模拟输入电压v
in
进行采样和保持。电容性dac 450还被配置为将来自sar 440的n位数字信号转换成dac电压v
dac
，并且从dac电压v
dac
中减去经采样的模拟输入电压v
in
，如下面进一步讨论的。dac电压v
dac
可以由上面讨论的等式(1)给出。在这个示例中，电容性dac 450的输出电压可以等于dac电压v
dac
减去经采样的模拟输入电压v
in
。因此，在这个示例中，如果经采样的模拟输入电压v
in
大于dac电压v
dac
，则电容性dac 450的输出电压为负，并且如果经采样的模拟输入电压v
in
小于dac电压v
dac
，则电容性dac 450的输出电压为正。
[0039]
在图4的示例中，比较器430包括被耦合到电容性dac 450的输出452的第一输入432和被耦合到接地的第二输入434。比较器430被配置为将电容性dac 450的输出电压与接地进行比较，并且基于比较来输出比较信号。在一个示例中，如果电容性dac 450的输出电压为负(即，经采样的模拟输入电压v
in
大于dac电压v
dac
)，则比较信号具有逻辑值1，并且如
果电容性dac 450的输出电压为正(即，经采样的模拟输入电压v
in
小于dac电压v
dac
)，则比较信号具有逻辑值0。sar 440被配置为使用比较器430和电容性dac450将经采样的模拟输入电压v
in
转换成数字值，如下面进一步讨论的。
[0040]
在图4的示例中，电容性dac 450包括电容器阵列455和开关网络470。电容器阵列455包括一组电容器460-1至460-n，其中电容器460-1至460-n中的每个电容器对应于数字信号的位b1至bn中的相应位。更具体地说，电容器460-1对应于数字信号的msb b1，而电容器460-n对应于数字信号的lsb bn。电容器460-1至460-n具有二进制加权电容，其中对应于msb b1的电容器460-1具有最大电容，而对应于lsb bn的电容器460-n具有最小电容。在图4的示例中，电容器460-1至460-(n-1)中的每个电容器的电容大约是紧邻右侧的电容器的电容的两倍。例如，电容器460-1的电容是电容器460-2的两倍，电容器460-2的电容是电容器460-3的两倍，以此类推。电容器460-1至460-n中的每个电容器具有被耦合到电容性dac450的输出452的相应第一端子464-1至464-n。
[0041]
开关网络470包括开关472-1到472-n，其中开关472-1到472-n中的每个开关被耦合到电容器阵列455中的电容器460-1到460-n中的相应电容器。开关472-1至472-n中的每个开关被配置为将相应电容器460-1至460-n的第二端子466-1至466-n选择性地耦合到输入线484、参考线486或接地线488，如下面进一步讨论的。输入线484被耦合到sar adc 410的模拟输入412，并且被配置为接收模拟输入电压v
in
。参考线486被耦合到参考输入480，并且被配置为接收参考电压v
ref
。接地线488被耦合到接地。
[0042]
开关网络470还可以包括开关控制逻辑475，开关控制逻辑475被配置为从sar 440接收数字信号，并且基于数字信号的位值来控制开关472-1至472-n。为了便于说明，开关472-1至472-n与开关控制逻辑475之间的个体连接未在图4中示出。在一个示例中，如果数字信号的位为1，则开关控制逻辑475使开关472-1至472-n中的相应开关将电容器460-1至460-n中的相应电容器的第二端子466-1至466-n耦合到参考线486。如果数字信号的位为0，那么开关控制逻辑475使开关472-1至472-n中的相应开关将电容器460-1至460-n中的相应电容器的第二端子466-1至466-n耦合到接地线488。
[0043]
sar adc 410被配置为在包括采样阶段和转换阶段的模数转换操作中将模拟输入电压v
in
转换成数字值。在采样阶段期间，sar 440闭合开关478，开关478将电容性dac 450的输出452耦合到接地。此外，开关控制逻辑475使开关472-1至472-n将电容器460-1至460-n的第二端子466-1至466-n耦合到输入线484，该输入线484接收模拟输入电压v
in
。结果，电容器阵列455被充电到模拟输入电压v
in
，由此对模拟输入电压v
in
进行采样。应注意，图4示出了开关472-1至472-n和478在采样阶段期间的位置。
[0044]
在转换阶段开始时，sar 440打开开关478。此外，开关控制逻辑475使开关472-1至472-n将电容器460-1至460-n的第二端子466-1至466-n耦合到接地线488。这将经采样的模拟输入电压v
in
保持在电容器阵列455中，并且将电容器阵列455的输出462驱动到大约等于经采样的模拟输入电压v
in
的负值(即-v
in
)。
[0045]
在转换阶段期间，sar 440将数字信号输出到电容性dac 450，并且基于从比较器430的输出436输出的比较信号，对数字信号的n位bl至bn进行依次解析。在一个示例中，sar 440可以利用二进制搜索来解析n位b1至bn。在这个示例中，sar 440以msb b1开始二进制搜索。为了解析msb b1，sar 440将msb b1设置为1，并将剩余的位b2至bn设置为0。这使电容性
dac 450向比较器430的第一输入432输出v
ref
/2减去经采样的模拟输入电压v
in
的电压(即，v
ref
/2-v
in
)。如果经采样的模拟输入v
in
大于v
ref
/2(即v
ref
/2-v
in
《0)，则比较信号为1，并且如果经采样的模拟输入电压v
in
小于v
ref
/2(即v
ref
/2-v
in
》0)，则比较信号为0。
[0046]
然后，sar 440基于比较器430的输出解析msb bl。如果比较信号为1(即，经采样的模拟输入电压v
in
大于v
ref
/2)，则sar 440将msb b1解析为位值1。如果比较信号为零(即，经采样的模拟输入电压v
in
小于v
ref
/2)，则sar 440将msb b1解析为位值0。
[0047]
在解析msb b1之后，sar 440解析第二高有效位b2。为了解析位b2，sar 440将msb b1设置为其经解析的位值，将位b2设置为1，并将剩余的位b3至bn设置为零。然后sar 440基于比较器430的输出来解析位b2。如果比较信号为1，则sar 440将位b2解析为位值1。如果比较信号为0，则sar 340将位b2解析为位值0。
[0048]
sar 440然后解析位b3。为了解析位b3，sar 340将位b1和位b2设置为它们各自经解析的位值，将位b3设置为1，并将剩余的位b4至bn设置为零。然后sar 440基于比较器430的输出来解析位b3。如果比较信号为1，则sar 440将位b3解析为位值1。如果比较信号为0，则sar 440将位b3解析为位值0。
[0049]
sar 440可以对剩余的位b4至bn中的每一位重复上述过程以解析剩余的位b4至bn。在数字信号的所有n位b1至bn已被解析之后，sar 440可以在sar adc 410的数字输出415处输出经解析的位b1至bn，其中经解析的位b1至bn构成数字值，该数字值提供对经采样的模拟输入电压v
in
的数字表示。
[0050]
在转换阶段结束时，残余电压留在电容性dac 450的输出452处。残余电压v
res
可以被给出以下给出：
[0051]vres
＝-v
in
v
dac
ꢀꢀ
(2)
[0052]
其中，等式(2)中的v
dac
是在数字值的所有n位b1至bn已被解析之后的dac电压。因此，残余电压v
res
是在转换阶段结束时在经采样的模拟输入电压v
in
和dac电压v
dac
之间的差值的函数。残余电压v
res
表示sar adc 410的量化噪声。
[0053]
sar adc 410可以周期性地执行模数转换操作以跟踪输入模拟电压v
in
的变化。例如，sar adc 410可以以每单位时间(例如，秒)r个模数转换操作的速率执行模数转换操作。在这个示例中，sar adc 410在每个转换周期执行一次模数转换操作，其中一个转换周期(cycle)(即，时段(period))的长度可以大约等于1/r时间单位(例如，秒)。
[0054]
如上面所讨论的，sar adc 410具有量化噪声，导致在转换阶段结束时电容器阵列455上的残余电压v
res
。可以使用z域中给出的噪声整形来减少量化噪声，如下：
[0055]
y＝x (1-z-1
)q
ꢀꢀ
(3)
[0056]
其中y对应于sar adc的输出，x对应于sar adc的输入，并且q是量化噪声。等式(3)中表达的噪声整形可以通过将来自前一转换周期的残差反馈到当前转换周期来实现。
[0057]
可以使用大电容器来实现噪声整形以将残余电荷从前一转换周期传送到当前转换周期。这种方法的一个缺点是它可能需要使用比电容性dac大得多(例如，大10倍)的大电容器，这会显著增加sar adc的尺寸。实现噪声整形的其他方法使用复杂的滤波和附加的高性能放大器。
[0058]
图5示出了根据本公开的各方面的具有噪声整形的sar adc510的示例。如下面进一步讨论的，sar adc 510克服了上述噪声整形方法的一个或多个缺点。sar adc 510包括
被配置为接收模拟输入电压v
in
的模拟输入512和数字输出515。sar adc 510被配置为将模拟输入512处的模拟输入电压v
in
转换成数字值，并且在数字输出515处输出数字值。数字值提供对模拟输入电压v
in
的数字表示。
[0059]
sar adc 510包括第一电容性dac 550a、第二电容性dac550b、开关电路520、比较器525、第一开关538、第二开关548、sar 540和开关控制器565。第一电容性dac 550a和第二电容性dac 550b中的每一者都可以用图4中所示的电容性dac 450来实现(即，第一电容性dac 550a和第二电容性dac 550b中的每一者可以是图4中所示的电容性dac 450的单独实例)。然而，应当了解，第一电容性dac 550a和第二电容性dac 550b不限于图4中所示的示例性实现。sar 540可以用被设计来执行本文描述的sar 540的功能的专用集成电路(asic)、现场可编程门阵列(fpga)或其他可编程逻辑器件、触发器、分立硬件组件(例如逻辑门)或它们的任何组合来实现。
[0060]
在这个示例中，比较器525用放大器530实现。放大器530包括被耦合到比较器525的第一输入532的反相输入、被耦合到比较器525的第二输入534的非反相输入以及被耦合到比较器525的输出536的输出。第一开关538被耦合在放大器530的输出和放大器530的反相输入之间。如下面进一步讨论的，第一开关538被用来选择性地在反馈模式和比较模式之间切换放大器530。放大器530可以用运算放大器来实现。
[0061]
开关电路520包括被耦合到第一电容性dac 550a的输出552a的第一输入522、被耦合到第二电容性dac 550b的输出552b的第二输入524、被耦合到比较器525的第一输入532(即放大器530的反相输入)的第一输出526、以及被耦合到比较器525的第二输入534(即放大器530的非反相输入)的第二输出528。开关电路520被配置为在开关控制器565的控制下选择性地将第一输入522耦合到第一输出526或第二输出528。因此，开关电路520允许第一电容性dac 550a的输出552a被选择性地耦合到比较器525的第一输入532或第二输入534。开关电路520还被配置为在开关控制器565的控制下选择性地将第二输入524耦合到第一输出526或第二输出528。因此，开关电路520允许第二电容性dac 550b的输出552b被选择性地耦合到比较器525的第一输入532或第二输入534。开关电路520可以用交叉开关来实现。
[0062]
第二开关548被耦合在比较器525的第二输入534(即，放大器530的非反相输入)和接地之间。第二开关548可以由开关控制器565控制。为了便于说明，开关控制器565和第二开关548之间的连接未在图5中示出。
[0063]
开关控制器565被配置为以比较模式或反馈模式操作比较器525。在反馈模式中，开关控制器565闭合第一开关538，并且打开第二开关548。闭合第一开关538通过第一开关538在放大器530的输出和放大器530的反相输入之间形成负反馈回路。负反馈回路在放大器530的输入之间创建虚拟短路，虚拟短路被用来将残余电压从放大器530的非反相输入传送到放大器530的反相输入，如下面进一步讨论的。在比较模式中，开关控制器565打开第一开关538，并且闭合第二开关548。打开第一开关538禁用负反馈回路，这允许放大器530作为比较器操作，如下面进一步讨论的。
[0064]
在操作期间，sar adc 510可以以每单位时间(例如，秒)r个模数转换操作的速率执行模数转换操作，以跟踪sar adc 510的模拟输入512处的模拟输入电压v
in
的变化。每个模数转换操作包括对模拟输入电压v
in
进行采样的采样阶段和将经采样的模拟输入电压v
in
转换成数字值的转换阶段。在这个示例中，sar adc 510可以在每个转换周期执行一个模数
转换操作，其中一个转换周期(cycle)(即，时段(period))的长度可以大约等于1/r时间单位(例如，秒)。
[0065]
在某些方面，sar adc 510在使用第一电容性dac 550a和第二电容性dac 550b之间进行交替以将输入模拟电压v
in
转换成数字值。例如，sar adc 510可以在奇数转换周期期间使用第一电容性dac 550a，而在偶数转换周期期间使用第二电容性dac 550b，反之亦然。为了实现噪声整形，开关控制器565在每个转换周期开始时闭合第一开关538来以反馈模式操作放大器530以将残余电压从前一转换周期传送到当前转换周期，如下面进一步讨论的。
[0066]
现在将根据某些方面参考图6a至图6e讨论sar adc 510的示例性操作。图6a示出了sar adc 510在第(k-1)个转换周期结束时的等效电路的示例，其中第二电容性dac 550b被用于模数转换。在这个示例中，开关控制器565(如图5中所示)指示开关电路520(如图5中所示)将第二电容性dac 550b的输出552b耦合到比较器525的第一输入532。此外，开关控制器565使比较器525以比较模式操作。在第(k-1)个转换周期结束时，v
res
[k-1]的残余电压留在第二电容性dac 550b的输出552b处。
[0067]
在第(k-1)个转换周期之后，sar adc 510开始第k个转换周期。图6b示出了sar adc 510在第k个转换周期的采样阶段期间的等效电路的示例。在这个示例中，开关控制器565指示开关电路520(图5中所示)将第一电容性dac 550a的输出552a耦合到比较器525的第一输入532，并且将第二电容性dac 550b的输出552b耦合到比较器525的第二输入534。此外，开关控制器565闭合第一开关538并打开第二开关548来以反馈模式操作比较器525，其中通过第一开关538在放大器530的输出和放大器530的反相输入之间形成负反馈回路。负反馈回路在放大器530的输入之间产生虚拟短路，虚拟短路将第二电容性dac 550b的输出552b上的来自前一转换周期(即，第(k-1)个转换周期)的电压残余v
res
[k-1]传送到第一电容性dac 550a的输出552a。因此，来自前一转换周期(即，第(k-1)个转换周期)的电压残余v
res
[k-1]在当前转换周期(即第k个转换周期)的采样阶段期间被添加到第一电容性dac 550a的输出552a。在图6b的示例中，传送到第一电容性dac 550a的电压残余v
res
[k-1]可以乘以系数α。此外，在采样阶段期间，第一电容性dac550a对sar adc 510的模拟输入512处的输入模拟电压v
in
进行采样。
[0068]
在输入模拟电压v
in
已经被采样之后，sar adc 510进入第k个转换周期的转换阶段。图6c示出了sar adc 510在第k个转换周期的转换阶段期间的等效电路的示例。在转换阶段开始时，开关控制器565(如图5中所示)打开第一开关538(如图5中所示)并闭合第二开关548来以比较模式操作比较器525，其中负反馈回路被禁用。开关电路520(如图5中所示)使第一电容性dac 550a的输出552a耦合到比较器525的第一输入532。
[0069]
在第k个转换周期的转换阶段期间，sar 540使用第一电容性dac 550a将经采样的输入模拟电压v
in
转换为第一数字值。为此，sar 540可以将第一数字信号输出到第一电容性dac 550a，并基于从比较器525输出的比较信号来依次解析第一数字信号的n位b1至bn。例如，sar 540可以使用上面参考图4讨论的示例性二进制搜索来解析n位b1至bn。在第一数字信号的所有n位bl至bn已经被解析之后，sar 540可以在sar adc 510的数字输出515处输出经解析的位bl至bn作为第一数字值。
[0070]
在第k个转换周期的转换阶段结束时，第一电容性dac 550a的输出552a处的残余电压由下式给出：
[0071]vres
[k]＝α
·vres
[k-1]-v
in
[k] v
dac
[k](4)
[0072]
其中，等式(4)中的v
dac
[k]是在针对第k个转换周期的第一数字值的所有n位b1至bn已被解析之后的dac电压。如等式(4)所示，针对第k个转换周期的残余电压v
res
[k]包括来自前一转换周期(即，第(k-1)个转换周期)的残余电压v
res
[k-1]。这是因为来自前一转换周期的v
res
[k-1]的残余电压在第k个转换周期的采样阶段期间被传送到第一电容性dac 550a。残余电压v
res
[k-1]从前一转换周期(即，第(k-1)个转换周期)传送到当前转换周期(即，第k个转换周期)提供了与等式(3)中表示的噪声整形相对应的噪声整形。噪声整形降低了带内量化噪声，并且可以显著改善信号量化比(sqnr)。
[0073]
在第k个转换周期之后，sar adc 510开始第(k 1)个转换周期。图6d示出了在第(k 1)个转换周期的采样阶段期间的sar adc510的等效电路的示例。在这个示例中，开关控制器565(如图5中所示)指示开关电路520(如图5中所示)将第二电容性dac 550b的输出552b耦合到比较器525的第一输入532，并且将第一电容性dac 550a的输出552a耦合到比较器525的第二输入534。此外，开关控制器565闭合第一开关538并打开第二开关548以在第(k 1)个转换周期的采样阶段期间以反馈模式操作比较器525的放大器530。这导致放大器530将第一电容性dac 550a的输出522a上的来自第k个转换周期的电压残余v
res
[k]传送到第二电容性dac 550b的输出552b。因此，来自第k个转换周期的电压残余v
res
[k]在第(k 1)个转换周期的采样阶段期间被添加到第二电容性dac 550b的输出552b。此外，在采样阶段期间，第二电容性dac 550b对sar adc 510的模拟输入512处的输入模拟电压v
in
进行采样。
[0074]
在输入模拟电压v
in
已经被采样之后，sar adc 510进入第(k 1)个转换周期的转换阶段。图6e示出了在第(k 1)个转换周期的转换阶段期间的sar adc 510的等效电路的示例。在转换阶段开始时，开关控制器565打开第一开关538(如图5中所示)并闭合第二开关548来以比较模式操作比较器525。开关电路520(图5中所示)使第二电容性dac 550b的输出552b耦合到比较器525的第一输入532。
[0075]
在第(k 1)个转换周期的转换阶段期间，sar 540使用第二电容性dac 550b将经采样的输入模拟电压v
in
转换为第二数字值。为此，sar 540可以将第二数字信号输出到第二电容性dac 550b，并基于比较器525的输出来依次解析第二数字信号的n位b1至bn。例如，sar 540可以使用上面参考图4讨论的示例性二进制搜索来解析n位b1至bn。在第二数字信号的所有n个位b1至bn已经被解析之后，sar 540可以在sar adc 510的数字输出515处输出经解析的位b1至bn作为第二数字值。
[0076]
在第(k 1)个转换周期的转换阶段结束时，针对第(k 1)个转换周期的残余电压v
res
[k 1]包括来自第k个转换周期的残余电压v
res
[k]，其是相对于第(k 1)个转换周期的前一转换周期。这是因为在第(k 1)个转换周期的采样阶段期间，来自第k个转换周期的残余电压v
res
[k]被传送到第(k 1)个转换周期，如上面参考图6d所讨论的。
[0077]
sar adc 510可以针对随后的转换周期重复以上在图6a到图6e中图示的示例性操作，其中sar adc 510在使用第一电容性dac550a和第二电容性dac 550b之间进行交替以将输入模拟电压v
in
转换成数字值。如上面所讨论的，sar adc 510通过在每个转换周期的采样阶段期间以反馈模式操作比较器525的放大器530来将来自前一转换周期的残余电压传送到当前转换周期，从而实现噪声整形。
[0078]
在上述讨论中，第k个转换周期也可以被称为第一转换周期，第(k 1)个转换周期
也可以被称为第二转换周期，以在第k个转换周期和第(k 1)个转换周期之间进行区分。在上述示例中，第k个转换周期相对于第(k 1)个转换周期是前一转换周期。
[0079]
sar adc 510克服了现有噪声整形方法的一个或多个缺点。如上面所讨论的，在一些方法中，大电容器被用来在转换周期之间传送残余电荷，其中大电容器可能比电容性dac大得多(例如，大十倍)。大电容器可能会显著增加sar adc的尺寸。sar adc 510不需要使用比电容性dac大得多的电容器来传送残余电荷。这是因为sar adc 510重新使用比较器525的放大器530以通过以反馈模式操作放大器530来传送残余电压。sar adc 510包括用于噪声整形的附加电容性dac。然而，与使用比电容性dac大得多的电容器来传送残余电荷的方法相比，附加的电容性dac可以导致sar adc510的尺寸增加显著更小。
[0080]
sar adc 510也不需要使用复杂的滤波和附加的高性能放大器，这些在现代工艺中变得越来越难以实现并且可能显著增加复杂性和功耗。因此，与使用复杂的滤波和附加的高性能放大器的方法相比，sar adc 510可能更容易实现并且消耗更少的功率。
[0081]
尽管在图5中所示的示例中的比较模式中，比较器525的第二输入534被耦合到接地，但是应当了解，本公开不限于这个示例。一般而言，比较器525的第二输入534被耦合到比较电压，并且比较器525将比较电压与第一电容性dac 550a或第二电容性dac550b的输出电压进行比较，以在比较器525的输出536处生成比较值。一般而言，第二开关548被耦合在比较器525的第二输入534和比较电压之间，并且开关控制器565在比较模式中闭合第二开关548以在比较模式中将第二输入534耦合到比较电压。图5示出了比较电压为接地的示例。
[0082]
如上面所讨论的，第一电容性dac 550a和第二电容性dac550b中的每一者都可以利用图4中所示的电容性dac 450来实现。就此而言，图7示出了在其中第一电容性dac 550a和第二电容性dac 550b中的每一者都利用图4中所示的电容性dac 450来实现的示例。
[0083]
在这个示例中，第一电容性dac 550a包括第一电容器阵列455a和第一开关网络470a。第一电容器阵列455a包括第一组电容器460a-1至460a-n，其中电容器460a-1至460a-n中的每个电容器对应于输入到来自sar 540的第一开关网络470a的数字信号的n位b1至bn中的相应位。电容器460a-1至460a-n可以具有二进制加权电容，其中电容器460a-1对应于具有最大电容的msb b1，而电容器460a-n对应于具有最小电容的lsb bn。在这个示例中，第一组电容器460a-1至460a-n是第一组二进制加权电容器。电容器460a-1至460a-n的第一端子464a-1至464a-n被耦合到第一电容性dac 550a的输出552a，并且电容器460a-1至460a-n的第二端子466a-1至466a-n被耦合到第一开关网络470a。在这个示例中，第一开关网络470a被配置为在采样阶段期间将电容器460a-1至460a-n的第二端子466a-1至466a-n耦合到模拟输入512以对输入模拟信号v
in
进行采样。当一位被设置为1时，第一开关网络470a可以被配置为将电容器460a-1至460a-n中的相应电容器的第二端子耦合到参考电压v
ref
，并且当该位被设置为零时，第一开关网络470a可以被配置为将电容器460a-1至460b-n中的相应电容器的第二端子耦合到接地。然而，本公开不限于这个示例。在另一个示例中，当一位被设置为1时，第一开关网络470a可以被配置为将电容器460a-1至460a-n中的相应电容器的第二端子耦合到第一参考电压，并且当该位被设置为零时，第一开关网络470a可以被配置为将电容器460a-1至460a-n中的相应电容器的第二端子耦合到第二参考电压，其中第一参考电压大于第二参考电压。
[0084]
在图7的示例中，第二电容性dac 550b包括第二电容器阵列455b和第二开关网络
470b。第二电容器阵列455b包括第二组电容器460b-1至460b-n，其中电容器460b-1至460b-n中的每个电容器对应于输入到来自sar 540的第二开关网络470b的数字信号的n位b1至bn中的相应位。电容器460b-1至460b-n可以具有二进制加权电容，其中电容器460b-1对应于具有最大电容的msb b1，而电容器460b-n对应于具有最小电容的lsb bn。在这个示例中，第二组电容器460a-1至460a-n是第二组二进制加权电容器。电容器460b-1至460b-n的第一端子464b-1至464b-n被耦合到第二电容性dac550b的输出552b，并且电容器460b-1至460b-n的第二端子466b-1至466b-n被耦合到第二开关网络470b。在这个示例中，第二开关网络470b被配置为在采样阶段期间将电容器460b-1至460b-n的第二端子466b-1至466b-n耦合到模拟输入512以对输入模拟信号v
in
进行采样。当一位被设置为1时，第二开关网络470b可以被配置为将电容器460b-1至460b-n中的相应电容器的第二端子耦合到参考电压v
ref
，并且当该位被设置为零时，第二开关网络470b可以被配置为将电容器460b-1至460b-n中的相应电容器的第二端子耦合到接地。然而，本公开不限于这个示例。在另一个示例中，当一位被设置为1时，第二开关网络470b可以被配置为将电容器460b-1到460b-n中的相应电容器的第二端子耦合到第一参考电压，并且当该位被设置为零时，第二开关网络470b可以被配置为将电容器460b-1至460b-n中的相应电容器的第二端子耦合到第二参考电压，其中第一参考电压大于第二参考电压。
[0085]
虽然图4示出了在电容性dac 450中实现开关控制逻辑475的示例，但是应当了解，本公开不限于这个示例。在一些实现中，开关控制逻辑475可以被并入到sar 440中。在这些实现中，由sar440向电容性dac 450输出的数字信号可以包括开关控制信号，其中每个开关控制信号对应于位b1至bn中的相应位，并且基于相应位的位值来控制开关472-1至472-n中的相应控制开关。因此，在这个示例中，数字信号的位b1至bn中的每一位由相应的开关控制信号来表示，其根据相应位的位值来控制开关472-1至472-n中的相应控制开关。由图5中的sar 540向第一电容性dac 550a或第二电容性dac 550b输出的数字信号旨在涵盖在第一电容性dac 550a和第二电容性dac 550b中实现开关控制逻辑的情况和在sar 540中实现开关控制逻辑的情况。
[0086]
sar adc 510可以被使用在各种系统中以将模拟信号转换成数字信号。例如，sar adc 510可以被使用在图1中所示的系统110中以实现adc 140，其中sar adc 510的模拟输入512被耦合到接收器130的输出，并且sar adc 510的数字输出515被耦合到处理器150。在这个示例中，sar adc 510将来自接收器130的模拟信号转换成数字信号，并将数字信号输出到处理器150。sar adc 510也可以被使用在图2中所示的系统210中以实现adc 240，其中sar adc 510的模拟输入512被耦合到接收器230的输出，并且sar adc510的数字输出515被耦合到处理器250。在这个示例中，sar adc510将来自接收器230的模拟信号转换成数字信号，并将数字信号输出到处理器250。
[0087]
图8图示了根据本公开的某些方面的用于在模数转换器中进行噪声整形的方法800。模数转换器(例如，sar adc 510)包括第一电容性dac(例如，第一电容性dac 550a)、第二dac(例如，第二电容性dac 550b)和比较器(例如，比较器525)。
[0088]
在块810处，第一电容性dac的输出被耦合到比较器的第一输入。例如，第一电容性dac(例如，第一电容性dac 550a)的输出(例如，输出552a)可以通过开关电路(例如，开关电路520)而被耦合到比较器(例如，比较器525)的第一输入(例如，第一输入532)。
[0089]
在块820处，第二电容性dac的输出被耦合到比较器的第二输入。例如，第二电容性dac(例如，第二电容性dac 550b)的输出(例如，输出552b)可以通过开关电路(例如，开关电路520)而被耦合到比较器(例如，比较器525)的第二输入(例如，第二输入534)。
[0090]
在块830处，比较器的输出被耦合到比较器的第一输入。例如，比较器(例如，比较器525)的输出(例如，输出536)可以通过闭合比较器的输出和比较器的第一输入之间的第一开关(例如，第一开关538)而被耦合到比较器的第一输入(例如，第一输入532)。比较器的输出可以被耦合到比较器的第一输入来以反馈模式操作比较器以将残余电压从第二电容性dac传送到第一电容性dac以用于噪声整形。
[0091]
方法800还可以包括：使用第一电容性dac对模拟输入电压(例如，模拟输入电压v
in
)进行采样。
[0092]
方法800还可以包括：在比较器的输出被耦合到比较器的第一输入之后，将比较器的输出与比较器的第一输入解耦合，并且将比较器的第二输入耦合到比较电压。可以这样做以在残余电压传送到第一电容性dac之后以比较模式操作比较器。通过打开第一开关(例如，第一开关538)可以将比较器的输出与比较器的第一输入解耦合，并且通过闭合第二开关(例如，第二开关548)可以将比较器的第二输入耦合到比较电压。在一个示例中，比较电压可以接地。
[0093]
方法800还可以包括：在比较器的输出与比较器的第一输入解耦合之后，将数字信号输入到第一电容性dac，并且基于来自比较器的输出的比较信号来对数字信号的n位进行解析。数字信号可以通过sar(例如，sar 540)而被输入到第一电容性dac，并且可以通过sar基于比较信号来对数字信号的n位进行解析。
[0094]
方法800还可以包括：在数字信号的n位被解析之后，将比较器的第二输入与比较电压解耦合，将第一电容性dac的输出耦合到比较器的第二输入，将第二电容性dac的输出耦合到比较器的第一输入，并且将比较器的输出耦合到比较器的第一输入。通过打开第二开关(例如，第二开关548)可以将比较器的第二输入从比较电压解耦合，并且通过闭合第一开关(例如，第一开关538)可以将比较器的输出耦合到比较器的第一输入。
[0095]
应当了解，本公开不限于上面用于描述本公开的各方面的示例性术语。例如，采样阶段也可以被称为采集阶段或其他术语。在另一个示例中，数字信号也可以被称为数字代码或其他术语。在另一个示例中，sar也可以被称为sar逻辑、sar电路或其他术语。在另一个示例中，电容器阵列也可以被称为电容器网络或其他术语。
[0096]
在本文中对使用诸如“第一”、“第二”等名称的元素的任何引用通常不限制这些元素的数量或顺序。相反，这些名称在本文中被用作区分两个或更多元素或一个元素的多个实例的方便方式。因此，对第一和第二元素的引用并不意味着只能采用两个元素，或者第一元素必须在第二元素之前。
[0097]
在本公开中，词语“示例性”被用来意指“作为示例、实例或说明”。本文中被描述为“示例性”的任何实现或方面不一定被解释为比本公开的其他方面更优选或有利。同样，术语“方面”并不要求本公开的所有方面都包括所讨论的特征、优点或操作模式。如本文中所使用的，关于规定值或属性的术语“大约”旨在指示在在规定值或属性的10％以内。
[0098]
提供本公开的前述描述以使得本领域的任何技术人员能够制作或使用本公开。对于本领域的技术人员来说，对本公开的各种修改将是显而易见的，并且在不背离本公开的
精神或范围的情况下，本文所定义的一般原理可以被应用于其他变型。因此，本公开不旨在局限于本文描述的示例，而是要被赋予与本文公开的原理和新颖特征相一致的最宽范围。