一种高动态高灵敏度的北斗D1信号捕获方法与流程

一种高动态高灵敏度的北斗d1信号捕获方法
技术领域
1.本发明属于卫星技术领域，涉及一种高动态高灵敏度的北斗d1信号捕获方法。


背景技术：

2.高动态高灵敏度北斗d1信号捕获，主要是在克服d1信号调制的neumann-hofman码(nh码)影响下，实现gnss接收机在高动态、接收信号功率微弱的条件下实现d1信号的快速捕获，是高动态高灵敏度导航接收机中重要的一个环节。
3.北斗d1信号调制的neumann-hofman码周期为20ms，码片长度为1ms。
4.其作用为：
5.1)减少gnss信号的互相干扰；
6.2)促进信号的比特同步过程。但由于在信号捕获阶段，接收机对d1信号的nh码相位一无所知，若采取延长相干积分时间的操作来增加基带增益，则极易产生能量抵消的风险，进一步降低灵敏度。
7.为了实现d1信号的高灵敏度捕获，此时采取的策略一般为：
8.(1)将d1信号相干积分时间固定为1ms，通过非相干积分的方式避开比特跳变问题，但随着积分时间增加，非相干损耗将不可忽视；
9.(2)将nh码相位作为信号搜索的第四个维度(其余三个维度为载波多普勒、伪码相位和卫星prn)进行搜索，但此举会大幅增加资源消耗。
10.继续上述策略(2)：为了取得足够的相干增益，必须对nh码进行剥离，但由于接收机在捕获时不清楚各个卫星d1信号的nh码相位，故此时将进行共20个码启动点(对应20个不同的nh码相位)的搜索工作，此时完成一轮捕获的资源消耗从策略(1)中2*m*ncode*ndoppler扩大为20*m*2*ncode*ndoppler，其中m为积分总时间，2*ncode为两倍d1信号的码长(码周期内的半码片数)，ndoppler为多普勒频率井的数量。


技术实现要素：

11.有鉴于此，本发明的目的在于提供一种高动态高灵敏度的北斗d1信号捕获方法。
12.为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：
13.一种高动态高灵敏度的北斗d1信号捕获方法，该方法包括以下步骤：
14.s1：确定时间窗口t
dc
，在时间窗口内对模数转换adc采样后的数字中频信号if进行累加，在窗口结束时求算数均值得到中频信号的直流分量，从后续传入的中频信号中扣除此分量，其中t
dc
的取值为2n/fs，fs为60mhz中频信号采样率；
15.s2：信号通过混频器和本振输出的载波信号相乘，得到零中频i/q信号；
16.s3：对北斗d1信号进行半带滤波以去掉信号中的噪声分量；对于b1i信号，零中频信号通过一级半带滤波后进行2倍降采样，随后通过第二级半带滤波并进行2倍降采样，之后的中频信号再通过一级半带滤波后进行3倍降采样，最终得到fs/12＝5mhz的零中频信号；
17.s4：经过步骤s3中若干级半带滤波器和采样器后，信号有效位宽逐渐累积，为降低后续运算复杂度，设定一个新的时间窗口tq，在窗口内进行采样值的概率分布计算；由于正态分布对称性，仅考虑 1样点和 3样点的概率分布，若 1点数大于 3点数两倍，则降低门限，反之则提高门限，使样点取值始终呈现正态分布；
18.s5：将量化后信号降采样至两倍伪码速率并传递至捕获电路；
19.s6：捕获电路以强星模式和弱星模式交替的形式完成信号捕获；强星模式下不对信号做相干积分，即相干积分时间为1ms；弱星模式下信号的相干积分时间选定为4ms；
20.s7：采用强星模式对d1信号进行捕获，将步骤s5中进入捕获电路的数据存储至数据容量为va的缓存a中，va的值等于完成强星模式下一次信号捕获所需的样点数2*n*(t
noncoh
1)，n为伪码周期内的码片数，t
noncoh
为非相干积分时间；同时，并行将步骤s5中的数据存储至数据容量为vb的缓存b中，vb的值等于完成一次弱星模式下信号捕获所需的样点数2*n*(t
coh
*t
noncoh
1)，n为伪码周期内的码片数，t
coh
＝4为弱星模式下的相干积分次数，t
noncoh
为非相干积分时间；
21.s8：缓存b仅对[t0 k*t
d1
,t0 k*t
d1
4]时间区间内的信号点进行缓存，即上述的定点间断缓存，其中t
d1
＝20为d1信号的导航数据周期，t0为缓存起始时间，k为一非负整数，取值范围为0≤k＜t
noncoh
，单位均为毫秒；
[0022]
s9：由于缓存a储存完所有样点的时间明显小于缓存b，在缓存a存储完毕后，捕获引擎写入待搜星prn号，捕获电路依据prn号进行伪码生成；伪码生成完毕后，电路以工作频率f
acq
取出缓存中的数据进行回放；
[0023]
s10：首先根据射频芯片的理论中频值对信号进行载波剥离，得到i、q两路零中频信号；
[0024]
s11：将回放信号点传入匹配滤波模块中的n位移位寄存器，n等于信号的两倍码长值；当回放信号点计数大于等于n后，依据步骤s10产生的伪码序列对信号进行短时相关匹配滤波并得到2k个短时相关和，其中k为fft的基数；由于强星模式下相干积分时间为1ms，算法不受到nh码调制的影响，将2k个短时相关和直接传至fft模块；
[0025]
s12：将步骤s11中的2k个短时相关和进行进行fft变换，得到频域的2k个信号段，并进行缓存操作，下一次相关操作结束后，新信号段将和缓存结果进行累加；累加次数达到t
noncoh
时，求出n个码相位非相干积分能量平均值e
mean
，求出最大积分能量值e
max
，将比值e
max
/e
mean
与预设阈值对比进行能量判决；
[0026]
s13：受硬件资源限制，在卫星prn维度必为串行搜索，当前卫星捕获完毕后，重新回放va中储存的样点，并重复步骤s9～s12，进入下一颗星的捕获流程；
[0027]
s14：对成功捕获的卫星开启跟踪通道，读取通道首次积分完毕返还的dump时间戳t
dump
，结合信号缓存完毕时释放的时间戳t
store
，求出信号的码启动点；
[0028]
在搜星列表上的bds卫星在强星模式下均完成一轮捕获后，由于vb储存完一轮捕获所需样点的时间较长，需要检测vb是否储存至规定容量，如vb未储存足够多样点，则重复强星模式对信号进行捕获：将va中的新样点取出，并重复上述步骤s9～s14；反之，则开启弱星模式对d1信号开展捕获；
[0029]
s15：当vb缓存数据量达到2*n*(t
coh
*t
noncoh
1)后，开启弱星捕获模式；弱星模式第一步仍为载波剥离和短时相关匹配滤波，重复步骤s9、s10和s11，在产生1ms对应数据的短
时相关和后，由于相干积分时间大于1ms，nh码调制的影响不可忽略，对相关和进行nh码剥离；
[0030]
s16：相邻两轮相干积分所用信号在时间上不连续，且均位于d1数据周期内的固定相位，无需用滑动码启动点的方法对nh码相位进行搜索，仅需使用以下8种nh码组合对相关和进行nh码剥离：{1,1,1,1}、{-1,1,1,1}、{1,-1,1,1}、{1,1,-1,1}、{1,1,1,-1}、{-1,-1,1,1}、{1,-1,1,-1}、{1,-1,-1,1}；
[0031]
s17：将nh码剥离后的相干和存入缓存vc；vc中存放的累加数据将和下一次短时相关滤波器输出的nh剥离数据进行相干累加操作，直到相干次数达到n
coh
为止；将产生的相干和传至fft模块；
[0032]
s18：重复步骤s11～s13，直到搜星列表上的所有卫星均完成一轮弱星模式下的信号捕获；
[0033]
s19：由于弱星模式下，vb缓存信号的时间跨度显著变长，在高动态下，信号捕获成功时搜索到的伪码相位和多普勒值和开启跟踪通道时的实际码相位和多普勒的差值将有一定概率超过环路跟踪范围；利用基带返回的epl三路积分值，设置1.5码片长度的窗口对信号伪码相位进行滑动；滑动次数为m，m的取值为(dt*a*f
code
/f
carrier
)/1.5，a为接收机pvt算出的多普勒变化率，设接收机已处于定位状态，f
code
为信号伪码频率，f
carrier
为信号载波频率，dt＝t
dump-t
store
为步骤s14中所述的捕获至跟踪的时间跨度；
[0034]
s20：m次伪码滑动结束后，读取缓冲的存放的3*m个不同伪码相位对应的积分能量值，找到最大能量对应的码相位，并将配置基带将信号伪码滑动至此处；在信号的多普勒维度进行滑动，并根据返还的积分能量值找到信号的实时多普勒频率；在重新配置码相位和多普勒后，信号转牵引成功，进入跟踪状态。
[0035]
可选的，所述强星模式下，信号捕获的流程为：
[0036]
连续缓存，载波剥离，短时相关匹配滤波，频谱分析，非相干积分和能量判决；
[0037]
所述弱星模式下，信号捕获的基本流程为：
[0038]
定点非连续缓存，载波剥离，短时相关匹配滤波，nh码剥离，相干积分，频谱分析，非相干积分和能量判决，多普勒和伪码补偿。
[0039]
可选的，对于所述射频芯片adc传入的中频信号，首先进行直流分量移除，防止信号样本分布受到影响而干扰后续量化电路的判决门限；经过若干级滤波器和采样器以后，数字信号的有效位宽将逐渐累积，需要经过自动增益控制agc将其重新量化至2比特；agc逻辑对mag位进行累加计数，计算agc相应时间内的比例分布，在直流去除的中频信号呈高斯分布的特点下，若比例分布超过17％，则说明增益太大，需要产生一个反馈信号降低pga增益，反之如果小于17％，则需要增加pga增益。
[0040]
可选的，所述滤波器的传递函数是信号频谱的共轭，滤波器必须和输入信号的频谱完全匹配，设输入信号的采样序列用s(n)表示，则匹配滤波器的输出表示为：
[0041][0042]
为保证累加后的样点序列仍含有频率信息，仅将伪码剥离后的序列进行分段累加，这样即用fft对这些部分累加和进行频谱分析；考虑1ms长度的北斗中频数据采样序列，
记为：
[0043][0044]
其中ts为采样间隔，c为伪随机码，ω
if
为中频载波频率，为初始相位；m取值为0到n-1，表示1ms内的样点数为n，在一个伪随机码周期内没有导航电文比特跳变；每一段短时相关积分的长度为m个样点，用t
p
表示短时相关的时长，则第i段短时相关累加的输出为：
[0045][0046][0047]
短时相关结果是采样间隔为t
p
的数字序列{i
n-jqn，n＝1，...，l}，全部周期内的样点数为l个，对该序列进行fft变换，则得到的结果为：
[0048][0049]
在强星模式下，一次fft对应的数据长度为1ms，假设短时相关匹配滤波共产生l＝8个部分和，且通过补0操作将信号点数扩增至16，即信号周期补长至2ms，则fft变换的基本频率即载波多普勒维度的捕获分辨率为500hz，步长为ωxl＝4000hz；在弱星模式下，先对短时相关匹配滤波产生的部分和进行相干积分，每4ms得到l个进一步累加后的部分和，再将其送入fft模块；相干积分只将码周期内同相位的样点进行折叠，此时的频率分辨率与步长均与强星模式时一致。
[0050]
本发明的有益效果在于：本发明将上述对nh码启动点的搜索转化为对数个截短的4比特nh码序列的搜索，不仅维持了相干积分策略，且减少了完成一次捕获的资源消耗，提升了捕获灵敏度和捕获时间。本发明方法采取的基带工作方式为缓存-回放，故为弥补高动态导致的信号捕获参数和实时信号参数的不一致性，本发明方法利用跟踪通道自带的epl相关器，对信号的伪码相位进行滑动，以达到在高动态下成功牵引信号的目的。
[0051]
本发明的其他优点、目标和特征在某种程度上将在随后的说明书中进行阐述，并且在某种程度上，基于对下文的考察研究对本领域技术人员而言将是显而易见的，或者可以从本发明的实践中得到教导。本发明的目标和其他优点可以通过下面的说明书来实现和获得。
附图说明
[0052]
为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作优选的详细描述，其中：
[0053]
图1为本发明程图。
具体实施方式
[0054]
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示
意方式说明本发明的基本构想，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
[0055]
其中，附图仅用于示例性说明，表示的仅是示意图，而非实物图，不能理解为对本发明的限制；为了更好地说明本发明的实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；对本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。
[0056]
本发明实施例的附图中相同或相似的标号对应相同或相似的部件；在本发明的描述中，需要理解的是，若有术语“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本发明的限制，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。
[0057]
请参阅图1，为一种高动态高灵敏度的北斗d1信号捕获方法。
[0058]
(1)确定一时间窗口t
dc
，在时间窗口内对模数转换(adc)采样后的数字中频信号(if)进行累加，在窗口结束时求算数均值得到中频信号的直流分量，从后续传入的中频信号中扣除此分量，其中t
dc
的取值为2n/fs，fs为60mhz中频信号采样率。
[0059]
(2)信号通过混频器和本振输出的载波信号相乘，得到零中频i/q信号。
[0060]
(3)对北斗d1信号进行半带(halfband)滤波以去掉信号中的噪声分量。以b1i信号为例，零中频信号通过一级半带(halfband)滤波后进行2倍降采样，随后通过第二级半带滤波并进行2倍降采样，之后的中频信号再通过一级半带滤波后进行3倍降采样，最终得到fs/12＝5mhz的零中频信号。
[0061]
(4)经过步骤(3)中若干级半带滤波器和采样器后，信号有效位宽逐渐累积，为了降低后续运算复杂度，设定一个新的时间窗口tq，在窗口内进行采样值的概率分布计算。由于正态分布对称性，仅需考虑 1样点和 3样点的概率分布，若 1点数大于 3点数两倍，则降低门限，反之则提高门限，使样点取值始终呈现正态分布。
[0062]
(5)将量化后信号降采样至两倍伪码速率并传递至捕获电路。
[0063]
(6)捕获电路以强星模式和弱星模式交替的形式完成信号捕获。强星模式下不对信号做相干积分(即相干积分时间为1ms)，此时nh码调制的影响可忽略。弱星模式下信号的相干积分时间选定为4ms。具体地，强星模式下信号捕获的基本流程为
[0064]
连续缓存-》载波剥离-》短时相关匹配滤波-》频谱分析(fft)-》非相干积分和能量判决，
[0065]
弱星模式下信号捕获的基本流程为：
[0066]
定点非连续缓存-》载波剥离-》短时相关匹配滤波-》nh码剥离-》相干积分-》频谱分析(fft)-》非相干积分和能量判决-》多普勒和伪码补偿。
[0067]
(7)首先采用强星模式对d1信号进行捕获，具体地，将步骤(5)中进入捕获电路的数据存储至数据容量为va的缓存a中，va的值应等于完成强星模式下一次信号捕获所需的样点数2*n*(t
noncoh
1)，n为伪码周期内的码片数，t
noncoh
为非相干积分时间。同时，并行将步骤(5)中的数据存储至数据容量为vb的缓存b中，vb的值应等于完成一次弱星模式下信号捕获所需的样点数2*n*(t
coh
*t
noncoh
1)，n为伪码周期内的码片数，t
coh
＝4为弱星模式下的相干
积分次数，t
noncoh
为非相干积分时间。
[0068]
(8)具体地，缓存b仅对[t0 k*t
d1
,t0 k*t
d1
4]时间区间内的信号点进行缓存，即上述的定点间断缓存，其中t
d1
＝20为d1信号的导航数据周期，t0为缓存起始时间，k为一非负整数，取值范围为0≤k＜t
noncoh
，单位均为毫秒。
[0069]
(9)由于缓存a储存完所有样点的时间明显小于缓存b，在缓存a存储完毕后，捕获引擎写入待搜星prn号，捕获电路依据prn号进行伪码生成。伪码生成完毕后，电路以工作频率f
acq
取出缓存中的数据进行回放。
[0070]
(10)首先根据射频芯片的理论中频值对信号进行载波剥离，得到i、q两路零中频信号。
[0071]
(11)将回放信号点传入匹配滤波模块中的n位移位寄存器，n等于信号的两倍码长值。当回放信号点计数大于等于n后，依据步骤(10)产生的伪码序列对信号进行短时相关匹配滤波并得到2k个短时相关和，其中k为fft的基数。由于强星模式下相干积分时间为1ms，算法不受到nh码调制的影响，故将2k个短时相关和直接传至fft模块。
[0072]
(12)将步骤(11)中的2k个短时相关和进行进行fft变换，得到频域的2k个信号段，并进行缓存操作，下一次相关操作结束后，新信号段将和缓存结果进行累加。累加次数达到t
noncoh
时，求出n个码相位非相干积分能量平均值e
mean
，求出最大积分能量值e
max
，将比值e
max
/e
mean
与预设阈值对比进行能量判决。
[0073]
(13)由于受硬件资源限制，在卫星prn维度必为串行搜索，故当前卫星捕获完毕后，重新回放va中储存的样点，并重复步骤(9)～(12)，进入下一颗星的捕获流程。
[0074]
(14)对成功捕获的卫星开启跟踪通道，读取通道首次积分完毕返还的dump时间戳t
dump
，结合信号缓存完毕时释放的时间戳t
store
，求出信号的码启动点。
[0075]
在搜星列表上的bds卫星在强星模式下均完成一轮捕获后，由于vb储存完一轮捕获所需样点的时间较长，需要检测vb是否储存至规定容量，如vb未储存足够多样点，则重复强星模式对信号进行捕获：将va中的新样点取出，并重复上述步骤(9)-(14)。反之，则开启弱星模式对d1信号开展捕获。
[0076]
(15)当vb缓存数据量达到2*n*(t
coh
*t
noncoh
1)后，开启弱星捕获模式。弱星模式第一步仍为载波剥离和短时相关匹配滤波，故重复上述步骤(9)、(10)、(11)，在产生1ms对应数据的短时相关和后，由于相干积分时间大于1ms，nh码调制的影响不可忽略，故需对相关和进行nh码剥离。
[0077]
(16)具体地，由于相邻两轮相干积分所用信号在时间上不连续，且均位于d1数据周期内的固定相位，故无需用滑动码启动点的方法对nh码相位进行搜索，仅需使用以下8种nh码组合对相关和进行nh码剥离：{1,1,1,1}、{-1,1,1,1}、{1,-1,1,1}、{1,1,-1,1}、{1,1,1,-1}、{-1,-1,1,1}、{1,-1,1,-1}、{1,-1,-1,1}。
[0078]
(17)将nh码剥离后的相干和存入缓存vc。vc中存放的累加数据将和下一次短时相关滤波器输出的nh剥离数据进行相干累加操作，直到相干次数达到n
coh
为止。将产生的相干和传至fft模块。
[0079]
(18)重复步骤(11)～(13)，直到搜星列表上的所有卫星均完成一轮弱星模式下的信号捕获。
[0080]
(19)由于弱星模式下，vb缓存信号的时间跨度显著变长，在高动态下，信号捕获成
功时搜索到的伪码相位和多普勒值和开启跟踪通道时的实际码相位和多普勒的差值将有一定概率超过环路跟踪范围。故需进一步利用基带返回的epl三路积分值，设置1.5码片长度的窗口对信号伪码相位进行滑动。滑动次数为m，m的取值为(dt*a*f
code
/f
carrier
)/1.5，a为接收机pvt算出的多普勒变化率(此时假设接收机已处于定位状态)，f
code
为信号伪码频率，f
carrier
为信号载波频率，dt＝t
dump-t
store
为步骤(14)中所述的捕获至跟踪的时间跨度。
[0081]
(20)m次伪码滑动结束后，读取缓冲的存放的3*m个不同伪码相位对应的积分能量值，找到最大能量对应的码相位，并将配置基带将信号伪码滑动至此处。同理，在信号的多普勒维度进行滑动，并根据返还的积分能量值找到信号的实时多普勒频率。在重新配置码相位和多普勒后，信号转牵引成功，进入跟踪状态。
[0082]
本发明提供一种高动态高灵敏度北斗d1信号捕获方法，过程如图1所示，对于射频芯片adc传入的中频信号，首先进行直流分量移除，防止信号样本分布受到影响而干扰后续量化电路的判决门限。经过若干级滤波器和采样器以后，数字信号的有效位宽将逐渐累积，需要经过自动增益控制(agc)将其重新量化至2比特。agc逻辑对mag位进行累加计数，计算agc相应时间内的比例分布，在直流去除的中频信号呈高斯分布的特点下，若比例分布超过17％说明增益太大，需要产生一个反馈信号降低pga增益，反之如果小于17％则需要增加pga增益。
[0083]
表1 2比特的样本分布
[0084][0085]
半带滤波器是一种特殊的fir滤波器，其阶数只能为偶数，长度为奇数。滤波器系数除了中间值为0.5外，其余偶数序号的系数都为0(因此也大大节省了滤波时的乘法和加法运算)。
[0086]
以北斗b1i信号为例，针对其有效信号带宽，设计滤波器参数如表2所示。
[0087]
表2滤波器参数
[0088]
采样率带宽过渡带阻带衰减60mhz4mhz28mhz65db
[0089]
本发明方法采用的相关匹配滤波是白噪声条件下信号瞬时功率与噪声平均功率的比值最大的线性滤波器，是一种最优滤波器。匹配滤波器的传递函数是信号频谱的共轭，所以匹配滤波器必须和输入信号的频谱完全匹配，假设输入信号的采样序列用s(n)表示，则匹配滤波器的输出可表示为：
[0090][0091]
为了保证累加后的样点序列仍含有频率信息，仅将伪码剥离后的序列进行分段累加，这样即可用fft对这些部分累加和进行频谱分析。考虑1ms长度的北斗中频数据采样序
列，可以记为：
[0092][0093]
其中ts为采样间隔，c为伪随机码，ω
if
为中频载波频率，为初始相位。m取值为0到n-1，表示1ms内的样点数为n，因为在一个伪随机码周期内没有导航电文比特跳变，所以这里忽略了导航电文比特项。每一段短时相关积分的长度为m个样点，这里用t
p
表示短时相关的时长，则第i段短时相关累加的输出为：
[0094][0095][0096]
短时相关结果是采样间隔为t
p
的数字序列{i
n-jqn，n＝1，...，l}，全部周期内的样点数为l个，对该序列进行fft变换，则得到的结果为：
[0097][0098]
在强星模式下，一次fft对应的数据长度为1ms，假设短时相关匹配滤波共产生l＝8个部分和，且通过补0操作将信号点数扩增至16(即信号周期补长至2ms)，则fft变换的基本频率即载波多普勒维度的捕获分辨率为500hz，步长为ω
×
l＝4000hz。在弱星模式下，先对短时相关匹配滤波产生的部分和进行相干积分，每4ms得到l个进一步累加后的部分和，再将其送入fft模块。由于相干积分只是将码周期内同相位的样点进行折叠，故此时的频率分辨率与步长均与强星模式时一致。
[0099]
最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。