反激式转换器及其操作方法与流程

1.本技术总体来说涉及一种反激式转换器，且更具体地说，涉及一种零电压开关反激式转换器。


背景技术：

2.反激式转换器常常用在一般需要在输入端和输出端之间进行电隔离的电子产品中，例如充电器。反激式转换器的工作原理类似于降压-升压转换器，不同之处在于使用了额外的变压器来实现输入和输出之间的隔离。


技术实现要素：

3.本技术的一个目标是提供一种零电压开关(zvs)反激式转换器，相比对上文所述的常规反激式转换器，此反激式转换器用更少组件实现、大小更紧凑且效率更高。
4.本技术的另一目标是提供一种反激式转换器时序控制方法，用于实现具有不受负载影响的开关频率的零电压开关，避免了由可变开关频率导致的不合需要的电磁干扰。
5.本技术提供一种零电压开关反激式转换器，包括：变压器，其具有初级绕组和次级绕组；初级开关和次级开关，其分别用于传导在所述初级绕组和次级绕组中流动的电流。提供用于操作反激式转换器的时序控制方法，以通过在一个开关功率周期内将次级开关开通两次来实现零电压开关。
6.根据本技术的一个方面，由与初级绕组和次级绕组磁耦合的辅助绕组产生过零检测(zcd)信号。响应于在事件计数达到对应计数阈值之后立即出现的zcd信号的上升边沿，在功率周期内第二次开通次级开关。
7.根据本技术的另一方面，基于次级开关的源极到漏极电压和由次级绕组提供的输出电压vout来产生zcd信号。响应于在事件计数达到对应计数阈值之后立即出现的zcd信号的下降边沿，在功率周期内第二次开通次级开关。
附图说明
8.在下文中参考图式更详细地描述本技术的优选实施例，在图式中：
9.图1示出根据本技术的一些实施例的反激式转换器的电路示意图；
10.图2示出根据本技术的一些实施例的反激式转换器的电路示意图；
11.图3示出根据本技术的一些实施例的反激式转换器的电路示意图；
12.图4描绘根据本技术的一些实施例的反激式转换器的示意性电路图；
13.图5是根据本技术的一些实施例的用于操作图4的反激式转换器的零电压开关时序控制方法的流程图；
14.图6描绘根据本技术的一些实施例的基于图5的零电压开关时序控制方法的操作的信号波形；
15.图7描绘根据本技术的一些实施例的在图4的反激式转换器中实施的控制器的功
能框图；
16.图8是根据本技术的替代实施例的反激式转换器的示意图；
17.图9是根据本技术的替代实施例的用于操作图8的反激式转换器的零电压开关时序控制方法的流程图；
18.图10描绘根据本技术的替代实施例的基于图9的零电压开关时序控制方法的操作的信号波形；
19.图11描绘根据本技术的替代实施例的在图8的反激式转换器中实施的控制器的功能框图。
具体实施方式
20.在下面的描述中，根据本技术作为优选实例阐述了反激式转换器和用于操作反激式转换器的时序控制方法的实施例。对本领域技术人员来说显而易见的是，可以在不脱离本发明的范围和精神的情况下进行修改，包含添加和/或替换。可以省略特定细节以免使本发明晦涩；然而，撰写本公开的撰写使本领域技术人员能够在不进行过度实验的情况下实践本文中的教示。
21.在本说明书中，对“一个实施例”或“实施例”的引用意味着结合该实施例描述的特定特征、结构或特性包含在本发明的至少一个实施例中。在说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”不一定都是指同一实施例，也不一定是与其它实施例相互排斥的单独或替代实施例。此外，各种特征可被描述为由某些实施例而不是由其它实施例展现。
22.图1示出根据本技术的一些实施例的反激式转换器的电路示意图。在如图1所示的反激式转换器(其还可称为准谐振反激式转换器)中，在总开关s1关断之后，变压器向负载传输能量。在磁化电感电流达到零之后，磁化电感与开关s1的结电容谐振。转换器的开关损耗可以通过谐振谷开关来最小化，谐振谷开关可通过当跨s1的电压从v
in
nvo谐振到v
in-nvo时在谐振周期的一半处开通s1来实现，其中vin是输入电压，vo是输出电压，n是初级绕组的匝数与次级绕组的匝数的比。但是，因为开关电压无法减小到零值，所以转换器会遭受功率损耗和电磁干扰(emi)问题，以及由通过rcd支路的电感泄漏造成的能量消耗。
23.图2示出根据本技术的一些实施例的反激式转换器的电路示意图。在如图2所示的反激式转换器(其还可称为有源钳位反激式转换器)中，主晶体管开关s1和钳位晶体管开关s2以互补方式开通，这可包含两种工作模式：lr-cr谐振模式和lr-co谐振模式，其中lr是变压器的漏感，cr是初级钳位电容器，co是次级输出电容。在s1关断且s2开通之后，lr与cr或co谐振，且变压器向负载传递能量。当漏感电流谐振成等于励磁电感电流时，次级二极管返回到相反方向。在cr电容器电压的作用下，变压器的初级电流继续减小并反转。在s2关断之后，漏感lr与装置s1的coss谐振，使得跨s1的电压谐振到零值。因此，可以实现主开关s1的zvs，并且emi较小。这种解决方案的开关损耗小于准谐振反激式转换器的开关损耗，且不存在rcd支路损耗，但是这种解决方案相比于准谐振反激式转换器需要多一个的高电压开关装置，这会增加成本和体积，并且由于变压器输入电流的有效值增加，导致变压器的损耗增加，但总效率相对较大。
24.图3示出根据本技术的一些实施例的反激式转换器的电路示意图。在如图3所示的反激式转换器(其还可称为受激频率谐振反激式转换器)中，相比于准谐振反激式转换器的
配置，添加了额外的变压器辅助绕组和低电压开关装置(s2)。在s1开通之前，在短时间内将s2开通，以允许变压器的磁化电感变负。在s2最后关断之后，反向磁化电流足以将主开关s1的电压变成零值，使得主开关s1的zvs可以实现，且emi较小。这种解决方案可以解决非零电压开关问题。此外，这种解决方案还可以避免相对较高的成本和体积问题。但是，如图3所示的反激式转换器需要数目相对较多的组件，包含例如(但不限于)高电压开关晶体管、高电压二极管、低电压开关晶体管、低电压二极管和辅助绕组。
25.在反激式转换器中实施了定时控制方案来实现zvs，以达到高效率。例如，反激式转换器采用强制式零电压开关定时控制方案来实施，其中同步整流器在接近开关循环结束时开通，或同步整流器的开通持续时间延长以在次级绕组电流上产生电流纹波，从而使由负电流值产生的变压器中的能量用于驱动初级开关的漏极电压，使其降到零电压。然而，如果同步整流器不在零电压下开关，就仍会造成功率损耗。另一方面，开通持续时间的延长可能导致反激式转换器的开关频率随负载变化，这是不合需要的，尤其是在电磁干扰非常严重的情况下。
26.在本技术中，提供了反激式转换器和用于操作该反激式转换器的时序控制方法，以实现初级侧和次级侧的零电压开关，从而可以进一步降低功率损耗。
27.图4描绘了根据本技术的一些实施例的反激式转换器10的示意性电路图。参考图4。反激式转换器100可包括：变压器，其具有初级绕组w1和次级绕组w2；初级开关s1，其连接于初级绕组w1和初级地节点gnd1之间；次级开关s2，其耦合在次级绕组w2和次级地节点gnd2之间；控制器12，其用于控制初级开关s1和次级开关s2的开通和关断操作；辅助绕组14；以及反馈环路16。
28.辅助绕组14可磁耦合到初级绕组和次级绕组。辅助绕组14可以从控制器12的过零检测(zcd)节点电连接到信号地。辅助绕组14配置为产生指示由次级绕组提供的电压的zcd信号(vzcd)，所述电压进一步指示输出电压vout和次级开关s2的漏极到源极电压vds2之间的差。在一些实施例中，zcd信号可与次级开关s2的漏极到源极电压vds2成比例。
29.反馈环路16可配置为用于比较输出电压vout与参考电压vout_ref。优选地，参考电压vout_refmay可在1v和10v之间的范围内。更确切地说，参考电压vout_refmay可为5v。
30.可以在输入节点in和初级地节点之间跨初级绕组w1和初级开关s1施加输入电压vin。在一些实施例中，输入去耦电容器cin可耦合到输入节点in。
31.在一些实施例中，可以提供整流电路18，并使其耦合在输入电压vin和输入去耦电容器cin之间。整流电路可以是具有呈桥式配置的四个二极管d3-d6的全波整流器。
32.可以在输出节点out和次级地节点gnd2之间跨次级绕组w2和次级开关s2耦合输出电容器cout。可以在输出节点out处产生输出电压vout以驱动负载r
l
。
33.初级开关s1可以利用晶体管q1构建。次级开关s2可以利用晶体管q2构建。晶体管q1和q2可以均为nmos晶体管、pmos晶体管或高电子迁移率晶体管(hemt)。晶体管q1和q2中的每一个可具有漏极、源极和栅极。
34.晶体管q1和q2可由直接带隙材料形成或包含直接带隙材料，例如iii-v化合物，直接带隙材料包含但不限于例如gaas、inp、gan、ingaas和algaas。
35.晶体管q1跨其漏极和源极具有等效电容coss1。晶体管q1跨其漏极和源极具有等效体二极管d1。晶体管q2跨其漏极和源极具有等效电容coss2。晶体管q2跨其漏极和源极具
有等效体二极管d2。
36.参考图4。晶体管q1的漏极可耦合到变压器的初级绕组。初级开关s1的源极可耦合到初级地节点。晶体管q2的漏极可耦合到变压器的次级绕组。次级开关s2的源极可耦合到次级地节点。
37.控制器12可配置为交替地开通和关断初级开关和次级开关，使得初级开关s1和次级开关s2的操作互补，其中一个开关开通，则另一开关关断。相应地，控制器12可具有可彼此通信的初级侧控制电路和次级侧控制电路。
38.在一些实施例中，控制器12可具有：drv1节点，其耦合到晶体管q1的栅极且配置为产生开通和关断初级开关s1的控制信号vgs1；drv2节点，其耦合到晶体管q2的栅极且配置为产生开通和关断次级开关s2的控制信号vgs2。初级开关s1可受控制电压vgs1控制，以传导在初级变压器绕组中流动的初级电流ipri。次级开关s2可受控制电压vgs2控制，以传导在次级变压器绕组中流动的次级电流isec。
39.控制器12还可具有：fb节点，其耦合到反馈环路以从反馈环路16接收反馈电压v
fb
；cs1节点，其耦合到初级绕组以检测在初级绕组中流动的初级电流ipri；及vs1节点，其耦合到初级开关s1的漏极端子以检测指示初级开关s1的漏极到源极电压vds1的开关电压vsw1。
40.控制器12还可具有：zcd节点，其用于从辅助绕组14接收zcd信号vzcd；以及cs2节点，其耦合到次级绕组以检测在次级绕组中流动的次级电流isec。
41.在一个实施例中，控制器12可实施于单个ic芯片中。在另一实施例中，控制器12可以分割成在单独ic芯片中实施的初级侧控制器和次级侧控制器，分别用于控制初级开关s1和次级开关s2。初级侧控制器和次级侧控制器可彼此通信。初级侧控制器可具有：drv1节点，其耦合到晶体管q1的栅极且配置为产生开通和关断初级开关s1的控制信号vgs1；fb节点，其用于从反馈环路16接收反馈电压v
fb
；以及cs1节点，其耦合到初级绕组以检测在初级绕组中流动的初级电流ipri。次级侧控制器可具有：drv2节点，其耦合到晶体管q2的栅极且配置为产生开通和关断次级开关s2的控制信号vgs2；zcd节点，其用于从辅助绕组14接收zcd信号vzcd；以及cs2节点，其耦合到次级绕组以检测在次级绕组中流动的次级电流isec。
42.在一些实施例中，可以提供钳位电路20，以在初级开关s1关断时对初级开关s1的漏极处的电压进行钳位。
43.图5是根据本技术的一些实施例的用于操作图4的反激式转换器10的零电压开关时序控制方法的流程图。参考图5，所述方法可包括以下步骤：
44.s502：当开关电压vsw1达到小于参考电压值的值时，由控制器12开通初级开关以开始功率周期并传导初级绕组中的初级电流ipri。
45.s504：当初级电流ipri达到大于参考电流值ipeak的值时，由控制器12关断初级开关；
46.s506：在初级开关关断达不重叠的延时之后，在功率周期内由控制器12第一次开通次级开关以传导次级绕组中的次级电流isec；
47.s508：当次级电流isec达到零值时，在功率周期内由控制器12第一次关断次级开关；
48.s510：由控制器12经由zcd节点从辅助绕组14接收zcd信号vzcd；
49.s512：响应于在事件计数达到对应计数阈值之后立即出现的信号vzcd的上升边
沿，在功率周期内由控制器12第二次开通次级开关。
50.s514：在次级开关开通达第二开通时间间隔t
on2
之后，在功率周期内由控制器12第二次关断次级开关；以及
51.s516：在次级开关在功率周期内第二次关断达第二关断时间间隔t
off2
之后，由控制器12开通初级开关以发起下一功率周期。
52.优选地，事件计数可以通过对在信号vzcd中出现的谷值的数目进行计数来获得，并且对应计数阈值基于耦合到反激式转换器的负载而确定。可替代地，事件计数可以通过对在信号vzcd中出现的峰值的数目进行计数来获得，并且对应计数阈值基于耦合到反激式转换器的负载而确定。在一些实施例中，负载基于指示输出电压的反馈电压v
fb
确定。
53.优选地，第二开通时间间隔t
on2
可以通过下式得到：
[0054][0055]
其中lm是初级绕组的电感，c
oss1
是初级开关s1的漏极和源极之间的等效电容，τ
res
是lm和c
oss1
之间的振铃的谐振时间常数，v
in
是输入电压，vo是输出电压，n是初级绕组的匝数与次级绕组的匝数的比。
[0056]
优选地，第二关断时间间隔t
off2
可以通过下式得到：
[0057][0058]
其中t
off2
是第二关断时间间隔，lm是初级绕组的电感，c
oss1
是初级开关s1的漏极和源极之间的等效电容，且τ
res
是lm和c
oss1
之间的振铃的谐振时间常数。
[0059]
图6描绘根据本技术的一些实施例的基于图5的零电压开关时序控制方法的操作的信号波形。
[0060]
参考图6。在开关循环tsw开始处，在t1开通初级开关s1。当初级开关开通时，变压器的初级绕组连接到输入电压vin，且初级电流ipri随变压器中的磁通量的增加而线性增加。此时，在次级绕组中感生的电压具有与初级绕组相反的极性，使得次级开关s1的体二极管d2被反向偏置。无次级电流isec流动，且次级开关s2的漏极到源极vds2被驱动为正电压。信号vzcd被驱动为负电压。
[0061]
在一些实施例中，控制器12可配置为在开关电压vsw1达到小于参考电压值的值时开通初级开关s1以开始开关循环。
[0062]
图7描绘根据本技术的替代实施例的在图4的反激式转换器10中实施的控制器12的功能框图。
[0063]
相应地，参考图7，控制器12可包括比较器112，所述比较器具有耦合到vs1节点以检测开关电压vsw1的第一输入及耦合到参考电压电平vsw1_ref的第二输入。比较器112可配置为比较电压vsw1与参考电压电平vsw1_ref，并产生指示比较结果的输出信号vcomp3。如果vsw1低于vsw1_ref，那么输出信号vcomp3将具有高电压电平。然后，将输出信号vcomp3馈送到驱动电路118以产生开通初级开关s1的控制信号vgs1。
[0064]
返回参考图6。在t2关断初级开关s1。当初级开关关断时，磁化电流imag减小且磁通量下降。跨次级绕组的电压反向。这使得次级开关s2的体二极管d2被正向偏置。
[0065]
在一些实施例中，控制器12可配置为在初级电流ipri达到大于参考电流值ipeak的值时关断初级开关s1。
[0066]
相应地，参考图7，控制器12还可包括分压器114和比较器116。分压器114可耦合到输入节点fb且配置为将反馈电压vfb除以系数k(例如，4)来设置峰值电流阈值ipeak。比较器116可具有耦合到输入节点cs1以接收初级电流ipri的第一输入、耦合到分压器以接收峰值电流阈值ipeak的第二输入。比较器116可配置为比较初级电流ipri与峰值电流阈值ipeak，并产生指示比较结果的输出信号vcomp2。如果ipri高于ipeak，那么输出信号vcomp2将具有低电压电平。然后，将输出信号vcomp2馈送到驱动电路118以产生驱动信号vgs1。
[0067]
返回参考图6。在t3开通次级开关。当次级开关开通时，次级开关s2的漏极到源极电压vds2达到零伏。信号vzcd被驱动为正电压。当次级电流isec进行传导时，存储在变压器芯中的能量传递到输出电容器c
out
。磁化电流imag和次级电流isec均减小。
[0068]
在一些实施例中，控制器12可配置为在初级开关关断达不重叠的延时之后开通次级开关。不重叠的延时可以是在数十纳秒到数百纳秒范围内的预定义值。可替代地，控制器12可配置为在次级开关s2的源极到漏极电压vds2大于零或大于略大于零的阈值(例如，0.3到0.5伏)时开通次级开关。
[0069]
相应地，返回参考图7，控制器12还可包括电流比较器122，所述电流比较器用于检测次级电流isec是否大于零并产生输出信号vcomp4给驱动电路128以产生控制信号vgs2。
[0070]
返回参考图6。在t4关断次级开关。在初级开关s1和次级开关s2均关断的时段期间，初级开关s1的漏极到源极电压vds1在v
in
nvo和v
in-nvo之间波动，其中v
in
是输入电压，vo是输出电压，n是初级绕组的匝数与次级绕组的匝数的比。次级开关s2的漏极到源极电压vds2和信号vzcd也波动。
[0071]
在一些实施例中，控制器12可配置为在次级开关开通之后当次级电流达到零值时由控制器12关断次级开关。相应地，返回参考图7，比较器122可配置为在次级开关开通之后检测次级电流isec是否达到零值并产生输出信号vcomp4给驱动电路128以产生驱动信号vgs2。
[0072]
返回参考图6。在t5再次开通次级开关。为实现零电压开关，当次级开关再次开通达第二开通时间间隔t
on2
时，在次级电流中感生负电流纹波，使得谐振能量在第二开通时间间隔t
on2
内在变压器中累积，并在初级开关开通以开始另一开关循环之前驱动降低初级开关上的漏极到源极电压vds1。在变压器中累积的谐振能量被传递到初级绕组，使得负电流在初级开关中流动以在初级开关处释放总电容，由此使漏极到源极电压变成零伏。
[0073]
在一些实施例中，控制器12可配置为响应于在事件计数达到对应计数阈值之后立即出现的信号vzcd的上升边沿，第二次开通次级开关。
[0074]
在一个实施例中，事件计数可以通过对在信号vzcd中出现的谷值的数目进行计数来获得，并且对应计数阈值基于耦合到反激式转换器的负载而确定。
[0075]
相应地，参考图7，控制器12还可包括：上升边沿检测电路124，其配置为检测在信号vzcd上出现的上升边沿；以及计数器电路126，其配置为对在信号vzcd中出现的谷值的数目进行计数。
[0076]
在另一实施例中，事件计数可以通过对在信号vzcd中出现的峰值的数目进行计数来获得，并且对应计数阈值基于耦合到反激式转换器的负载而确定。相应地，图7中的计数器126可配置为对在信号vzcd中出现的峰值的数目进行计数。
[0077]
返回参考图6。在发起下一开关循环之前，在t6关断次级开关。在一些实施例中，控
制器12可配置为在次级开关第二次关断达第二关断时间间隔t
off2
之后开通初级开关以发起下一功率周期。
[0078]
图8是根据本技术的替代实施例的反激式转换器20的示意图。图8中的反激式转换器20以与图4的反激式转换器10相同的方式构建，但是信号vzcd是基于次级开关的源极到漏极电压vds2和输出电压vout获得的。图4和8中的相同元件给定相同参考标号，并且不再另外进行详细描述。
[0079]
参考图8。反激式转换器20可包括：变压器，其具有初级绕组w1和次级绕组w2；初级开关s1，其连接于初级绕组w1和初级地节点gnd1之间；次级开关s2，其耦合在次级绕组w2和次级地节点gnd2之间；控制器22，其用于控制初级开关s1和次级开关s2的开通和关断操作；过零检测(zcd)电路24；以及反馈环路16。
[0080]
zcd电路24可具有：第一输入，其耦合到次级绕组的第一端部(在次级开关的漏极处)以检测次级开关的漏极到源极电压vds2；第二输入，其耦合到次级绕组的第二端部(在输出节点out处)以检测输出电压vout；以及输出，其耦合到控制器22的zcd节点。zcd电路24可配置为基于漏极到源极电压vds2和输出电压vout产生zcd信号(vzcd)。优选地，信号vzcd指示次级开关的源极到漏极电压vds2和输出电压vout之间的差。
[0081]
类似地，控制器22可具有：drv1节点，其耦合到晶体管q1的栅极且配置为产生开通和关断初级开关s1的控制信号vgs1；drv2节点，其耦合到晶体管q2的栅极且配置为产生开通和关断次级开关s2的控制信号vgs2。初级开关s1可受控制电压vgs1控制，以传导在初级变压器绕组中流动的初级电流ipri。次级开关s2可受控制电压vgs2控制，以同步在次级变压器绕组中流动的次级电流isec的传导。
[0082]
控制器22还可具有：fb节点，其耦合到反馈环路以从反馈环路16接收反馈电压v
fb
；cs1节点，其耦合到初级绕组以检测在初级绕组中流动的初级电流ipri；及vs1节点，其耦合到初级开关s1的漏极端子以检测指示初级开关s1的漏极到源极电压vds1的开关电压vsw1。
[0083]
控制器22还可具有：zcd节点，其用于从zcd电路24接收zcd信号vzcd；以及cs2节点，其耦合到次级绕组以检测在次级绕组中流动的次级电流isec。
[0084]
在本实施例中，zcd电路与控制器电路分开，使得控制器仅具有一个zcd节点。在另一实施例中，zcd电路可以集成在控制器电路中，并且控制器可具有分别用于检测次级开关的漏极到源极电压vds2和输出电压vout的zcd1节点和zcd2节点。
[0085]
图9是根据本技术的一些实施例的用于操作图8的反激式转换器20的零电压开关时序控制方法的流程图。参考图9，所述方法可包括以下步骤：
[0086]
s902：当开关电压vsw1达到小于参考电压值的值时，由控制器22开通初级开关以开始功率周期并传导初级绕组中的初级电流ipri；
[0087]
s904：当初级电流ipri达到大于参考电流值ipeak的值时，由控制器22关断初级开关；
[0088]
s906：在初级开关关断达不重叠的延时之后，在功率周期内由控制器22第一次开通次级开关以传导次级绕组中的次级电流isec；
[0089]
s908：当次级电流isec达到零值时，在功率周期内由控制器22第一次关断次级开关；
[0090]
s910：由控制器22经由zcd节点从zcd电路24接收zcd信号vzcd；
[0091]
s912：响应于在事件计数达到对应计数阈值之后立即出现的信号vzcd的下降边沿，在功率周期内由控制器22第二次开通次级开关；
[0092]
s914：在次级开关开通达第二开通时间间隔t
on2
之后，在功率周期内由控制器22第二次关断次级开关；以及
[0093]
s916：在次级开关在功率周期内第二次关断达第二关断时间间隔t
off2
之后，由控制器22开通初级开关以发起下一功率周期。
[0094]
如上文所描述，参考电流值可优选地由反馈环路设置，所述反馈环路配置为比较输出电压与参考电压并产生反馈信号经由反馈节点给控制器22。
[0095]
如上文所描述，事件计数可优选地通过对在信号vzcd中出现的谷值或峰值的数目进行计数来获得，并且对应计数阈值基于耦合到反激式转换器的负载而确定。在一些实施例中，负载基于指示输出电压的反馈电压v
fb
确定。
[0096]
如上文所描述，优选地，第二开通时间间隔t
on2
可以通过下式得到：
[0097][0098]
其中lm是初级绕组的电感，c
oss1
是初级开关s1的漏极和源极之间的等效电容，τ
res
是lm和c
oss1
之间的振铃的谐振时间常数，v
in
是输入电压，vo是输出电压，n是初级绕组的匝数与次级绕组的匝数的比。
[0099]
如上文所描述，优选地，第二关断时间间隔t
off2
可以通过下式得到：
[0100][0101]
其中t
off2
是第二关断时间间隔，lm是初级绕组的电感，c
oss1
是初级开关s1的漏极和源极之间的等效电容，且τ
res
是lm和c
oss1
之间的振铃的谐振时间常数。
[0102]
图10描绘根据本技术的替代实施例的基于图9的零电压开关时序控制方法的操作的信号波形。
[0103]
参考图10。在开关循环tsw开始处，在t1开通初级开关s1。当初级开关开通时，变压器的初级绕组连接到输入电压vin，且初级电流ipri随变压器中的磁通量的增加而线性增加。此时，在次级绕组中感生的电压具有与初级绕组相反的极性，使得次级开关s1的体二极管d2被反向偏置。无次级电流isec流动。次级开关s2的漏极到源极vds2被驱动为正电压。信号vzcd也被驱动为正电压。
[0104]
在一些实施例中，控制器22可配置为在开关电压vsw1达到小于参考电压值的值时开通初级开关s1以开始开关循环。
[0105]
图11描绘根据本技术的替代实施例的在图8的反激式转换器20中实施的控制器22的功能框图。
[0106]
相应地，参考图11，控制器22可包括比较器112，所述比较器具有耦合到vs1节点以检测开关电压vsw1的第一输入及耦合到参考电压电平vsw1_ref的第二输入。比较器112可配置为比较电压vsw1与参考电压电平vsw1_ref，并产生指示比较结果的输出信号vcomp3。如果vsw1低于vsw1_ref，那么输出信号vcomp3将具有高电压电平。然后，将输出信号vcomp3馈送到驱动电路118以产生开通初级开关s1的控制信号vgs1。
[0107]
返回参考图10。在t2关断初级开关s1。当初级开关关断时，磁化电流imag减小且磁通量下降。跨次级绕组的电压反向。这使得次级开关s2的体二极管d2被正向偏置。
[0108]
在一些实施例中，控制器22可配置为在初级电流ipri达到大于参考电流值ipeak的值时关断初级开关s1。
[0109]
相应地，参考图11，控制器22还可包括分压器114和比较器116。分压器114可耦合到输入节点fb且配置为将反馈电压vfb除以系数k(例如，4)来设置峰值电流阈值ipeak。比较器116可具有耦合到输入节点cs1以接收初级电流ipri的第一输入、耦合到分压器以接收峰值电流阈值ipeak的第二输入。比较器116可配置为比较初级电流ipri与峰值电流阈值ipeak，并产生指示比较结果的输出信号vcomp2。如果ipri高于ipeak，那么输出信号vcomp2将具有高电压电平；如果ipri低于ipeak，那么输出信号vcomp2将具有低电压电平。然后，将输出信号vcomp2馈送到驱动电路118以产生驱动信号vgs1。
[0110]
返回参考图10。在t3开通次级开关。当次级开关开通时，次级开关s2的漏极到源极电压vds2达到零伏。信号vzcd被驱动为负电压。当次级电流isec进行传导时，存储在变压器芯中的能量传递到输出电容器c
out
。磁化电流imag和次级电流isec均减小。
[0111]
在一些实施例中，控制器22可配置为在初级开关关断达不重叠的延时之后开通次级开关。不重叠的延时可以是在数十纳秒到数百纳秒范围内的预定义值。可替代地，控制器22可配置为在次级开关s2的源极到漏极电压vds2大于零或大于略大于零的阈值(例如，0.3到0.5伏)时开通次级开关。
[0112]
相应地，返回参考图11。控制器22还可包括电流比较器122，所述电流比较器用于检测次级电流isec是否大于零并产生输出信号vcomp4给驱动电路128以产生控制信号vgs2的。
[0113]
返回参考图10。在t4关断次级开关。在初级开关s1和次级开关s2均关断的时段期间，初级开关s1的漏极到源极电压vds1在v
in
nvo和v
in-nvo之间波动，其中v
in
是输入电压，vo是输出电压，n是初级绕组的匝数与次级绕组的匝数的比。次级开关s2的漏极到源极电压vds2和信号vzcd也波动。
[0114]
在一些实施例中，控制器22可配置为在次级开关开通之后当次级电流达到零值时由控制器22关断次级开关。相应地，返回参考图11，比较器122可配置为在次级开关开通之后检测次级电流isec是否达到零值并产生输出信号vcomp4给驱动电路128以产生驱动信号vgs2。
[0115]
返回参考图10。在t5再次开通次级开关。为实现零电压开关，当次级开关再次开通达第二开通时间间隔t
on2
时，在次级电流中感生负电流纹波，使得谐振能量在第二开通时间间隔t
on2
内在变压器中累积，并在初级开关开通以开始另一开关循环之前向下驱动初级开关上的漏极到源极电压vds1。在变压器中累积的谐振能量被传递到初级绕组，使得负电流在初级开关中流动以在初级开关处释放总电容，由此使漏极到源极电压变成零伏。
[0116]
在一些实施例中，控制器22可配置为响应于在事件计数达到对应计数阈值之后立即出现的信号vzcd的下降边沿，第二次开通次级开关。
[0117]
在一个实施例中，事件计数可以通过对在信号vzcd中出现的谷值的数目进行计数来获得，并且对应计数阈值基于耦合到反激式转换器的负载而确定。
[0118]
相应地，参考图11，控制器22还可包括：下降边沿检测电路224，其配置为检测在信号vzcd上出现的下降边沿；以及计数器电路126，其配置为对在信号vzcd中出现的谷值的数目进行计数。
[0119]
在另一实施例中，事件计数可以通过对在信号vzcd中出现的峰值的数目进行计数来获得，并且对应计数阈值基于耦合到反激式转换器的负载而确定。相应地，图11中的计数器126可配置为对在信号vzcd中出现的峰值的数目进行计数。
[0120]
返回参考图10。在发起下一开关循环之前，在t6关断次级开关。在一些实施例中，控制器22可配置为在次级开关第二次关断达第二关断时间间隔t
off2
之后开通初级开关以发起下一功率周期。
[0121]
如本文中所使用，除非上下文另外明确规定，否则单数术语“一(a/an)”和“所述”可包含多个提及物。
[0122]
已经出于说明和描述的目的，提供了本技术的前述描述。本技术并不意图是详尽无遗的，也不意图将本发明仅限于所公开的精确形式。许多修改和变化对于本领域技术人员来说是显而易见的。
[0123]
选择和描述实施例是为了最佳地阐释本发明的原理和其实际应用，借此使本领域的其他技术人员能够理解本发明的各种实施例和适合于所预期的特定用途的各种修改。