基于不对称半桥反激电路的变换器及其控制方法与流程

1.本发明涉及交流电和直流电转换技术领域，具体涉及一种基于不对称半桥反激电路的变换器及其控制方法。


背景技术：

2.目前，对于中小功率离线式开关电源，其中ac/dc变换器多为两级电路方案，如图1所示，两级电路方案分别为基于boost的功率因数校正电路和隔离dc/dc的高频谐振半桥变换器电路。这两种电路方案的电路均独立工作，各自实现自己的功能。然而，在中小功率的充电器、usbpd等应用中，对开关电源系统的体积和成本有明显的要求。而上述两级电路方案的拓扑和电路器件已经固定，基本上不可能再有较大的变化，因此无法实现在保证各项功能的情况下，减小系统的体积和成本。
3.此外，如何实现开关管零电压开通或零电流关断，即实现软开关的功能，也是丞需解决的技术问题。


技术实现要素：

4.本发明主要解决的技术问题是如何在一个变换器上实现高功率因数整流、隔离dc/dc的功能。
5.根据第一方面，一种实施例中提供一种基于不对称半桥反激电路的变换器，所述变换器用于将交流输入端输入的交流电转换为预设电压值范围内的直流电；所述变换器包括：全桥整流电路、半桥电路、谐振电路、变压器、负载输出电路和控制电路；所述全桥整流电路用于将交流输入端输入的交流电进行全桥整流，得到单向脉动性直流电并输出给所述半桥电路；所述半桥电路包括上桥开关管和下桥开关管，用于通过所述上桥开关管和下桥开关管的交替导通，将所述单向脉动性直流电交替转换为电压幅值跟随所述交流输入端输入的交流电电压波形变化的交流电，并输出至所述变压器的一次侧；所述谐振电路用于对变压器的一次侧进行辅助换流；所述变压器用于将其一次侧上的交流电变换得到二次侧上具有预设电压值的交流电；所述负载输出电路用于将所述变压器的二次侧上具有预设电压值的交流电转换为直流电并进行输出；所述控制电路用于获取所述变换器实际输出的直流电压信号以及预设输出直流电压信号；根据实际输出的直流电压信号以及预设输出直流电压信号，确定所述变换器的电压环输出值；根据所述变换器的电压环输出值、交流输入端输入的交流电的瞬时电压值和所述变压器的一次侧上的电流信号的瞬时电流值，生成所述半桥电路中上桥开关管和下桥开关管的驱动信号，以使所述变压器的一次侧上的电流信号跟随所述交流输入端输入的交流电压信号的规律进行变化；其中，所述上桥开关管和下桥开关管交替导通；
所述控制电路还用于实时检测所述上桥开关管的驱动信号的电平信息；在检测到所述上桥开关管的驱动信号为低电平时，在预设时间后，生成触发信号；并响应于所述触发信号，输出低电平驱动信号至下桥开关管，以使下桥开关管关断，同时，输出高电平驱动信号至上桥开关管，以使上桥开关管导通；其中，预设时间由变压器的一次侧的正向和负向峰值电流之差、变换器输出直流电的瞬时电压值和变压器的励磁电感确定。
6.一种实施例中，所述预设时间由预设下桥开关管的峰值电流值、所述变换器输出直流电的瞬时电压值和变压器的励磁电感参数确定，包括：通过以下公式计算所述预设时间：其中，为变压器的一次侧的正向峰值电流值；为变压器的一次侧的负向峰值电流值；为变压器的励磁电感；vout为变换器输出直流电的瞬时电压值；np为变压器的一次侧和二次侧的匝数比值。
7.一种实施例中，根据所述变换器的电压环输出值、交流输入端输入的交流电的瞬时电压值和所述变压器的一次侧上的电流信号的瞬时电流值，生成所述半桥电路中上桥开关管和下桥开关管的驱动信号，包括：将所述电压环输出值与所述交流输入端输入的交流电的瞬时电压值的绝对值相乘，得到所述变压器的峰值电流给定值；根据所述变压器的峰值电流给定值以及所述变压器的一次侧上的电流信号的瞬时电流值，生成所述半桥电路中上桥开关管和下桥开关管的驱动信号，以使所述变压器的一次侧上的电流信号跟随所述交流输入端输入的交流电压信号的规律进行变化。
8.一种实施例中，所述根据所述变压器的峰值电流给定值以及所述变压器的一次侧上的电流信号的瞬时电流值，生成所述半桥电路中上桥开关管和下桥开关管的驱动信号，包括：判断所述变压器的峰值电流给定值和所述变压器的一次侧上的电流信号的瞬时电流值的大小关系；若所述变压器的峰值电流给定值大于所述变压器的一次侧上的电流信号的瞬时电流值，输出高电平驱动信号至所述上桥开关管，以驱动所述上桥开关管导通；其中，所述下桥开关管的驱动信号与上桥开关管的驱动信号互补；若所述变压器的峰值电流给定值小于等于所述变压器的一次侧上的电流信号的瞬时电流值，输出低电平驱动信号至所述上桥开关管，以驱动所述上桥开关管关断；其中，所述上桥开关管的驱动信号与下桥开关管的驱动信号互补。
9.一种实施例中，所述控制电路包括：第一减法器、稳压器、第一乘法器、求绝对值模块、第一比较器、触发器和驱动信号生成模块；所述第一减法器用于将所述预设输出直流电压信号减去所述变换器实际输出的直流电压信号，输出所述变换器的输出电压误差值至所述稳压器；
所述稳压器用于对所述输出电压误差值进行放大和处理，并输出所述电压环输出值至所述第一乘法器；所述求绝对值模块用于对所述交流输入端输入的交流电的瞬时电压值进行绝对值处理，输出交流电的瞬时电压值的绝对值至所述第一乘法器；所述第一乘法器用于将所述交流电的瞬时电压值和所述变换器的电压环输出值进行相乘，得到所述变压器的峰值电流给定值，并输出所述变压器的峰值电流给定值至所述第一比较器；所述第一比较器用于在所述变压器的峰值电流给定值大于所述变压器的一次侧上的电流信号的瞬时电流值，输出高电平信号至所述触发器；在所述变压器的峰值电流给定值小于等于所述变压器的一次侧上的电流信号的瞬时电流值，输出低电平信号至所述触发器；所述触发器用于根据接收的所述第一比较器输出的信号，输出pwm信号至所述驱动信号生成模块；所述驱动信号生成模块用于根据所述pwm信号，生成两路互补pwm驱动信号分别输出至所述上桥开关管和所述下桥开关管。
10.一种实施例中，所述控制电路还包括：第二减法器、第二乘法器、除法器、积分器和第二比较器；所述第二减法器用于将所述变压器的一次侧的正向峰值电流值减去所述负向峰值电流值，得到所述变压器的一次侧的正向和负向峰值电流的差值并输出至所述第二乘法器；所述第二乘法器用于将变压器的励磁电感与所述正向和负向峰值电流的差值相乘，并将相乘的结果输出至所述除法器；所述除法器用于将所述第二乘法器输出的相乘的结果除以所述变换器输出直流电的瞬时电压值与所述变压器的匝数比值的乘积，得到预设时间，并将所述预设时间输出至所述第二比较器；所述积分器用于统计所述上桥开关管的驱动信号为低电平的实际时间，并输出所述实际时间至所述第二比较器；所述第二比较器用于在所述实际时间小于等于所述预设时间时，输出低电平信号至所述触发器；在所述实际时间大于所述预设时间时，输出高电平信号至所述触发器。
11.一种实施例中，所述全桥整流电路包括：二极管d1、二极管d2、二极管d3、二极管d4和电容c1；所述二极管d1的阳极和二极管d2的阴极均连接交流输入端的负极，二极管d3的阳极和二极管d4的阴极均连接交流输入端的正极，二极管d1的阴极和二极管d3的阴极连接电容c1的一端，二极管d2的阳极和二极管d4的阳极连接电容c1的另一端；或者，所述半桥电路包括：上桥开关管q1和下桥开关管q2；所述上桥开关管q1包括第一极、第二极和控制极，所述上桥开关管q1的第一极连接所述全桥整流电路的正极输出端，上桥开关管q1的第二极连接所述谐振电路的一端，上桥开关管q1的控制极连接所述控制电路，所述上桥开关管q1的控制极用于接收所述控制电路输出的驱动信号，以控制上桥开关管q1的导通和关断；
所述下桥开关管q2包括第一极、第二极和控制极，所述下桥开关管q2的第一极连接所述谐振电路的一端，下桥开关管q2的第二极连接所述谐振电路的另一端以及所述全桥整流电路的负极输出端，下桥开关管q2的控制极连接所述控制电路，下桥开关管q2的控制极用于接收所述控制电路输出的驱动信号，以控制所述下桥开关管q2的导通和关断；或者，所述谐振电路包括：电感l1和电容c2；所述电感l1的一端连接所述上桥开关管q1的第二极，电感l1的另一端连接所述变压器的一次侧的一端，所述变压器的一次侧的另一端连接电容c2的一端，电容c2的另一端连接所述下桥开关管q2的第二极；或者，所述负载输出电路包括：二极管d5和电容c3；所述二极管d5的阳极连接所述变压器的二次侧的一端，二极管d5的阴极连接电容c3的一端，电容c3的另一端连接所述变压器的二次侧的另一端。
12.根据第二方面，一种实施例中提供一种基于不对称半桥反激电路的变换器，所述变换器用于将交流输入端输入的交流电转换为预设电压值范围内的直流电；所述变换器包括：全桥整流电路、半桥电路、谐振电路、变压器、负载输出电路和控制电路；所述全桥整流电路用于将交流输入端输入的交流电进行全桥整流，得到单向脉动性直流电并输出给所述半桥电路；所述半桥电路包括上桥开关管和下桥开关管，用于通过所述上桥开关管和下桥开关管的交替导通，将所述单向脉动性直流电交替转换为电压幅值跟随所述交流输入端输入的交流电电压波形变化的交流电，并输出至所述变压器的一次侧；所述谐振电路用于对变压器的一次侧进行辅助换流；所述变压器用于将其一次侧上的交流电变换得到二次侧上具有预设电压值的交流电；所述负载输出电路用于将所述变压器的二次侧上具有预设电压值的交流电转换为直流电并进行输出；所述控制电路用于生成所述半桥电路中上桥开关管和下桥开关管的驱动信号，并输出驱动信号至所述上桥开关管和下桥开关管，以控制所述上桥开关管和下桥开关管交替导通；所述控制电路还用于实时检测所述上桥开关管的驱动信号的电平信息；在检测到所述上桥开关管的驱动信号为低电平时，在预设时间后，生成触发信号；并响应于所述触发信号，输出低电平驱动信号至下桥开关管，以使下桥开关管关断，同时，输出高电平驱动信号至上桥开关管，以使上桥开关管导通；其中，预设时间由变压器的一次侧的正向和负向峰值电流之差、变换器输出直流电的瞬时电压值和变压器的励磁电感确定。
13.根据第三方面，一种实施例提供一种基于不对称半桥反激电路的变换器，所述变换器用于将交流输入端输入的交流电转换为预设电压值范围的直流电；所述变换器包括：全桥整流电路、半桥电路、谐振电路、变压器、负载输出电路和控制电路；所述全桥整流电路用于将交流输入端输入的交流电进行全桥整流，得到单向脉动性直流电并输出给所述半桥电路；所述半桥电路包括上桥开关管和下桥开关管，用于通过所述上桥开关管和下桥开
关管的交替导通，将所述单向脉动性直流电交替转换为电压幅值跟随所述交流输入端输入的交流电电压波形变化的交流电，并输出至所述变压器的一次侧；所述谐振电路用于对变压器的一次侧进行辅助换流；所述变压器用于将其一次侧上的交流电变换得到二次侧上具有预设电压值的交流电；所述负载输出电路用于将所述变压器的二次侧上具有预设电压值的交流电转换为直流电并进行输出；所述控制电路用于获取所述变换器实际输出的直流电压信号以及预设输出直流电压信号；根据实际输出的直流电压信号以及预设输出直流电压信号，确定所述变换器的电压环输出值；根据所述电压环输出值、交流输入端输入的交流电的瞬时电压值和所述变压器的一次侧上的电流信号的瞬时电流值，生成所述半桥电路中上桥开关管和下桥开关管的驱动信号，以使所述变压器的一次侧上的电流信号跟随所述交流输入端输入的交流电压信号的规律进行变化。
14.根据第四方面，一种实施例中提供一种基于不对称半桥反激电路的变换器的控制方法，其中，所述变换器用于将交流输入端输入的交流电转换为预设电压值范围内的直流电；所述变换器包括：全桥整流电路、半桥电路、谐振电路、变压器、负载输出电路和控制电路；所述全桥整流电路用于将交流输入端输入的交流电进行全桥整流，得到单向脉动性直流电并输出给所述半桥电路；所述半桥电路包括上桥开关管和下桥开关管，用于通过所述上桥开关管和下桥开关管的交替导通，将所述单向脉动性直流电交替转换为电压幅值跟随所述交流输入端输入的交流电电压波形变化的交流电，并输出至所述变压器的一次侧；所述谐振电路用于对变压器的一次侧进行辅助换流；所述变压器用于将其一次侧上的交流电变换得到二次侧上具有预设电压值的交流电；所述负载输出电路用于将所述变压器的二次侧上具有预设电压值的交流电转换为直流电并进行输出；所述控制电路用于生成所述半桥电路中上桥开关管和下桥开关管的驱动信号，并输出驱动信号至所述上桥开关管和下桥开关管，以控制所述上桥开关管和下桥开关管交替导通；所述控制方法包括：获取所述变换器实际输出的直流电压信号以及预设输出直流电压信号；根据实际输出的直流电压信号以及预设输出直流电压信号，确定所述变换器的电压环输出值；根据所述变换器的电压环输出值、交流输入端输入的交流电的瞬时电压值和所述变压器的一次侧上的电流信号的瞬时电流值，生成所述半桥电路中上桥开关管和下桥开关管的驱动信号，以使所述变压器的一次侧上的电流信号跟随所述交流输入端输入的交流电压信号的规律进行变化；其中，所述上桥开关管和下桥开关管交替导通；实时检测所述上桥开关管的驱动信号的电平信息；在检测到所述上桥开关管的驱动信号为低电平时，在预设时间后，生成触发信号；并响应于所述触发信号，输出低电平驱动信号至下桥开关管，以使下桥开关管关断，同时，输出高电平驱动信号至上桥开关管，以使上桥开关管导通。
15.依据上述实施例的基于不对称半桥反激电路的变换器及其控制方法，变换器包括全桥整流电路、半桥电路、谐振电路、变压器、负载输出电路和控制电路，其中控制电路能够
根据变换器的电压环输出值、交流输入端输入的交流电的瞬时电压值和所述变压器的一次侧上的电流信号的瞬时电流值，生成半桥电路中上桥开关管和下桥开关管的驱动信号，以使变压器的一次侧上的电流信号跟随交流输入端输入的交流电压信号的规律进行变化，从而实现高功率因数整流；此外，通过变压器实现了隔离dc/dc的功能。由此，本发明提供的变换器能够在一个变换器上同时实现高功率因数整流和隔离dc/dc的功能。
16.另外，控制电路还能够在根据变压器的一次侧的正向和负向峰值电流之差、变换器输出直流电的瞬时电压值和变压器的励磁电感确定下桥开关管的导通时间，以使上桥开关管和下桥开关管能够实现软开关功能。
附图说明
17.图1为现有一种基于两级电路方案的ac/dc变换器的电路示意图；图2为一种实施例的实现高功率因数和隔离dc/dc的变换器的结构示意图；图3为图2所示变换器的电路示意图；图4为实现高功率因数和隔离dc/dc的变换器的控制方法流程图；图5为一种实施例的变压器的峰值电流给定值和变压器的一次侧上的电流信号的仿真比较示意图；图6为流入交流输入端的电流变化趋势图；图7为实现高功率因数整流功能的控制电路的结构示意图；图8为实现软开关功能的变换器的控制方法流程图；图9为流经变压器的一次侧的电流的波形曲线示意图；图10为实现软开关功能的控制电路的结构示意图；图11为变换器的一种运行波形示意图；图12为结合图7和图9所示控制电路后的总体结构示意图；图13为变换器的运行时序图；图14为软件实现控制方法的示意图；图15为仿真结果示意图。
具体实施方式
18.下面通过具体实施方式结合附图对本发明作进一步详细说明。其中不同实施方式中类似元件采用了相关联的类似的元件标号。在以下的实施方式中，很多细节描述是为了使得本技术能被更好的理解。然而，本领域技术人员可以毫不费力的认识到，其中部分特征在不同情况下是可以省略的，或者可以由其他元件、材料、方法所替代。在某些情况下，本技术相关的一些操作并没有在说明书中显示或者描述，这是为了避免本技术的核心部分被过多的描述所淹没，而对于本领域技术人员而言，详细描述这些相关操作并不是必要的，他们根据说明书中的描述以及本领域的一般技术知识即可完整了解相关操作。
19.另外，说明书中所描述的特点、操作或者特征可以以任意适当的方式结合形成各种实施方式。同时，方法描述中的各步骤或者动作也可以按照本领域技术人员所能显而易见的方式进行顺序调换或调整。因此，说明书和附图中的各种顺序只是为了清楚描述某一个实施例，并不意味着是必须的顺序，除非另有说明其中某个顺序是必须遵循的。
20.本文中为部件所编序号本身，例如“第一”、“第二”等，仅用于区分所描述的对象，不具有任何顺序或技术含义。而本技术所说“连接”、“联接”，如无特别说明，均包括直接和间接连接（联接）。
21.请参考图2，图2为一种实施例的实现高功率因数和隔离dc/dc的变换器的结构示意图，以下简称变换器，本实施例提供的变换器是基于不对称谐振半桥反激变换器来实现单级ac/dc的隔离转换，如图3所示，在电路拓扑上对比图1所示的现有方案，省去了boost整流变换器电路，使得本实施例提供的变换器具有更小的体积和成本。
22.如图2-3所示，本发明实施例提供变换器包括全桥整流电路10、半桥电路20、谐振电路30、变压器40、负载输出电路50和控制电路60。
23.全桥整流电路10包括交流正输入端、交流负输入端、整流正输出端和整流负输出端，交流正输入端和交流负输入端分别与交流输入端连接，其用于交流电的输入；全桥整流电路10用于将交流输入端输入的交流电进行全桥整流，得到单向脉动性直流电并输出给半桥电路20；整流正输出端和整流负输出端用于输出整流后的单向脉动性直流电至半桥电路20。
24.在一实施例中，全桥整流电路10包括：二极管d1、二极管d2、二极管d3、二极管d4和电容c1；二极管d1的阳极和二极管d2的阴极均连接交流输入端的负极，二极管d3的阳极和二极管d4的阴极均连接交流输入端的正极，二极管d1的阴极和二极管d3的阴极连接电容c1的一端，二极管d2的阳极和二极管d4的阳极连接电容c1的另一端。在本实施例中，通过二极管d1和二极管d4为一组同时导通和关断的二极管，二极管d2和二极管d3为另一组同时导通和关断的二极管，并且二极管d1（二极管d4）与二极管d2（二极管d3）交替导通；电容c1并联在全桥整流电路10的输出端上，电容c1用于对全桥整流电路10的输出的单向脉动性直流电进行进一步滤波处理。在其他实施例中，全桥整流电路10还可以为现有的任意一种具有交流整流功能的电路。需要说明的是，交流输入端输入的交流电为呈正弦或者余弦变化的交流电。
25.半桥电路20包括正输入端、负输入端、上桥开关管、下桥开关管、正输出端和负输出端，半桥电路20的正输入端与全桥整流电路10的整流正输出端连接，半桥电路20的负输入端与全桥整流电路10的整流负输出端连接。半桥电路20用于通过上桥开关管和下桥开关管的交替导通，将全桥整流电路10输出的单向脉动性直流电交替转换为电压幅值跟随所述交流输入端输入的交流电电压波形变化的交流电。其中，上桥开关管和下桥开关管的导通和关断通过控制电路60进行控制。半桥电路20的正输出端和负输出端用于输出半桥电路输出的电压幅值跟随所述交流输入端输入的交流电电压波形变化的交流电至变压器40的一次侧。
26.在一实施例中，半桥电路20包括：上桥开关管q1和下桥开关管q2；上桥开关管q1包括第一极、第二极和控制极，所述上桥开关管q1的第一极连接所述全桥整流电路的正极输出端，上桥开关管q1的第二极连接谐振电路30的一端，上桥开关管q1的控制极连接控制电路60，上桥开关管q1的控制极用于接收控制电路60输出的驱动信号，以控制上桥开关管q1的导通和关断；下桥开关管q2包括第一极、第二极和控制极，下桥开关管q2的第一极连接所述谐振电路的一端，下桥开关管q2的第二极连接所述谐振电路的另一端以及所述全桥整流电路的负极输出端，下桥开关管q2的控制极连接控制电路60，下桥开关管q2的控制极用于
接收控制电路60输出的驱动信号，以控制下桥开关管q2的导通和关断。
27.本技术中的开关管为三端子晶体管，其三个端子为控制极、第一极和第二极。晶体管可以为双极型晶体管或场效应晶体管等。例如当晶体管为双极型晶体管时，其控制极是指双极型晶体管的基极，第一极可以为双极型晶体管的集电极或发射极，对应的第二极可以为双极型晶体管的发射极或集电极；当晶体管为场效应晶体管时，其控制极是指场效应晶体管的栅极，第一极可以为场效应晶体管的漏极或源极，对应的第二极可以为场效应晶体管的源极或漏极。本实施例中的上桥开关管q1和下桥开关管q2均为n型场效应管，第一极为漏极，第二极为源极，控制极为栅极。当栅极上的电压为高电平时，上桥开关管q1和下桥开关管q2导通；反之，当栅极上的电压为低电平时，上桥开关管q1和下桥开关管q2关断。
28.谐振电路30对变压器40的一次侧进行辅助换流。在一实施例中，谐振电路30包括：电感l1和电容c2；电感l1的一端连接所述上桥开关管q1的第二极，电感l1的另一端连接所述变压器的一次侧的一端，所述变压器的一次侧的另一端连接电容c2的一端，电容c2的另一端连接下桥开关管q2的第二极。本技术中，可通过控制第一开关q1和第二开关q2的导通和关断，使得谐振电路30中的电感l1和电容c2谐振，以使变压器40的一次侧上的电流和电压都呈正弦波状，从而实现上桥开关管q1和下桥开关管q2零电压开通或零电流关断的功能，实现软开关，减少开关管的开关损耗，提高变换器的工作效率。
29.变压器40用于将将其一次侧上的交流电变换得到二次侧上具有预设电压值的交流电。变压器40首先把流过励磁电感的电流存储在气隙中，然后依据电磁感应原理来实现把一次侧的励磁电感电压依据匝比和同名端方向，在二次侧上传递输出。
30.负载输出电路50用于将变压器40的二次侧上具有预设电压值的交流电转换为直流电并进行输出。由于变压器40的二次侧上的交流电为电压值恒定、方向相反的交流电，因此，负载输出电路50将变压器40的二次侧上的交流电转换为预设电压值的直流电后输出。
31.在一实施例中，负载输出电路50包括：二极管d5和电容c3；二极管d5的阳极连接变压器的二次侧的一端，二极管d5的阴极连接电容c3的一端，电容c3的另一端连接变压器的二次侧的另一端。这样，电容c3两端的电压即为本实施例提供的变换器的输出的直流电的电压，通过二极管d5的单向导通性使得电容c3两端的电压为单方向的电信号（直流电），从而实现将变压器40的二次侧上具有预设电压值的交流电转换为直流电并进行输出。
32.控制电路60的输出端与半桥电路20的上桥开关管q1和下桥开关管q2的控制极连接，控制电路60用于输出上桥开关管q1和下桥开关管q2的驱动信号，以驱动上桥开关管q1和下桥开关管q2进行交替导通。
33.本实施例提供的控制电路60通过分别控制上桥开关管q1和下桥开关管q2的导通时间，可实现高功率因数整流以及软开关功能。下面对控制电路60分别对上桥开关管q1和下桥开关管q2的导通、关断控制以及下桥开关管q2的导通时间控制进行具体说明。
34.首先，对控制电路60如何对上桥开关管q1和下桥开关管q2的导通、关断控制进行说明。
35.本实施例提供的控制电路60通过分别控制上桥开关管q1和下桥开关管q2的导通和关断，可使得变压器40的一次侧上的电流信号跟随交流输入端输入的交流电压信号的规律进行变化，从而实现高功率因数整流，例如，交流输入端输入的交流电压信号为正弦信号，则变压器40的一次侧上的电流信号跟随交流电压信号也按照正弦信号规律变化，使得
变压器40的一次侧上的电流信号与交流输入端输入的交流电压信号具有较小的相位差，即全桥整流电路和半桥电路组成的整流模块的输入电压和输出电流具有较小相位差，从而实现了高功率因数整流。
36.下面对控制电路60如何输出合适的驱动信号实现变压器40的一次侧上的电流信号跟随交流输入端输入的交流电压信号的规律进行变化的控制方法进行详细说明。
37.请参考图4，图4为一种实施例的基于不对称半桥反激电路的变换器的控制方法流程图，以下简称控制方法，包括步骤101-步骤501，下面具体说明。
38.步骤101：获取变换器实际输出的直流电压信号以及预设输出直流电压信号；并根据实际输出的直流电压信号以及预设输出直流电压信号，确定变换器的电压环输出值。通常来说，变换器的控制策略包括电压环和电流环，其中，电压环输出值为电压环的输出值，也就是，变换器的实际输出电压与给定电压之间的误差值经过放大、稳压处理后的结果。
39.步骤102：获取交流输入端输入的交流电的瞬时电压值；并将电压环输出值与交流输入端输入的交流电的瞬时电压值的绝对值相乘，得到变压器40的峰值电流给定值。本实施例将电压环的输出值与交流输入端输入的交流电的采样值相乘后的得到的结果作为变压器40的峰值电流给定值。
40.步骤103：获取变压器40的一次侧上的电流信号的瞬时电流值；判断变压器40的峰值电流给定值和变压器40的一次侧上的电流信号的瞬时电流值的大小关系。由于变压器40的一次侧上的电流信号的峰值需保证小于等于变压器峰值电流给定值，因此需对这两个电流值进行比较。
41.步骤104：若变压器40的峰值电流给定值大于变压器40的一次侧上的电流信号的瞬时电流值，输出高电平驱动信号至上桥开关管q1，以驱动上桥开关管q1导通；其中，下桥开关管q2的驱动信号与上桥开关管q1的驱动信号互补。
42.步骤105：若变压器40的峰值电流给定值小于等于变压器40的一次侧上的电流信号的瞬时电流值，输出低电平驱动信号至上桥开关管q1，以驱动上桥开关管q1关断；其中，上桥开关管q1的驱动信号与下桥开关管q2的驱动信号互补。
43.如图5所示，图5中最上沿的包络线为变压器峰值电流给定值，包络线下的波形为实际流过变压器40的一次侧的电流信号，可以看出，通过上述对变压器40的峰值电流给定值和变压器40的一次侧上的电流信号的瞬时电流值的比较，实现了高增益电流环，让变压器40的一次侧上的电流信号跟随交流输入端输入的交流电压信号的波形。如图6所示，图6为流入交流输入端的电流变化趋势图，从图6中可以看出，流入交流输入端的电流变化趋势整体上是呈正弦波规律进行变化的，与交流输入端输入的交流电的变化趋势相近。
44.在一实施例中，上述控制电路可通过数字电路或者模拟电路实现步骤101至步骤105所示的方法，如图7所示，例如：控制电路包括：第一减法器61、稳压器62、第一乘法器63、求绝对值模块64、第一比较器65、触发器66和驱动信号生成模块67。
45.第一减法器61包括第一输入端、第二输入端和输出端，第一输入端用于输入变换器实际输出的直流电的瞬时电压值vout，第二输入端用于输入预设输出直流电压信号的电压值vo_set，输出端与稳压器62连接，第一减法器61用于将预设输出直流电压信号减去变换器实际输出的直流电压信号，通过输出端输出变换器的输出电压误差值至稳压器62。
46.稳压器62的输出端与第一乘法器64连接，稳压器62用于将输出电压误差值进行放
大和处理后，输出电压环输出值至第一乘法器64。
47.求绝对值模块63的输入端用于接收交流输入端输入的交流电的瞬时电压值v_ac2，输出端连接第一乘法器64，求绝对值模块63用于对交流输入端输入的交流电的瞬时电压值进行绝对值处理，输出交流电的瞬时电压值的绝对值至第一乘法器64。由于交流输入端输入的交流电包括正向和负向，因此在输入乘法器之前，需先对交流输入端输入的交流电进行绝对值处理。
48.第一乘法器64的输出端连接第一比较器65，第一乘法器64用于将交流电的瞬时电压值和变换器的电压环输出值进行相乘，得到变压器40的峰值电流给定值，并输出变压器40的峰值电流给定值至第一比较器65。
49.第一比较器65的输出端连接触发器66，第一比较器65用于在变压器40的峰值电流给定值大于变压器40的一次侧上的电流信号的瞬时电流值cs，输出高电平信号至触发器66；在变压器的峰值电流给定值小于等于变压器40的一次侧上的电流信号的瞬时电流值，输出低电平信号至触发器66。
50.触发器66用于根据接收的第一比较器65输出的信号，输出pwm信号至驱动信号生成模块67。本实施例中的触发器66为rs触发器，rs触发器包括s输入端、r输入端和q输出端，其中r输入端与比较器65的输出端连接,s输入端引入下桥开关q2的驱动信号的下降沿vs。
51.驱动信号生成模块67连接rs触发器的q端，用于根据pwm信号，生成两路互补pwm驱动信号分别至上桥开关管q1和下桥开关管q2，以控制上桥开关管q1和下桥开关管q2的导通和关断。其中，上桥pwm驱动信号的电平与rs触发器的q输出端输出的电平相同，下桥pwm驱动信号的电平为上桥pwm驱动信号的电平为互补电平。
52.其次，本实施例还对控制电路如何控制下桥开关管q2的导通时间，以实现软开关功能进行说明。
53.请参考图8，图8为另一种实施例的基于不对称半桥反激电路的变换器的控制方法流程图，以下简称控制方法，包括步骤201至步骤202，下面具体说明。
54.步骤201：实时检测上桥开关管q1的驱动信号的电平信息。
55.步骤202：在检测到上桥开关管q1的驱动信号为低电平时，也就是上桥开关管q1的驱动信号的电平被拉低时，此时下桥开关管q2开始导通，在该时刻的预设时间之后，生成触发信号；并响应于该触发信号，输出低电平驱动信号至下桥开关管，以使下桥开关管q2从导通转换为关断，同时，输出高电平驱动信号至上桥开关管q1，以使上桥开关管q1导通。上述预设时间即为下桥开关管q2的导通时间，该预设时间由变压器的一次侧的正向和负向峰值电流之差、变换器输出直流电的瞬时电压值和变压器的励磁电感确定。
56.如图9所示，图9为流经变压器的一次侧的电流的波形曲线示意图，其中正相峰值电流值为，负向峰值电流值为。其中，是实现变压器40的一次侧连接的半桥模块20的零电压开关的关键所在，当下桥开关管q2关断后，变压器40和谐振电路30中的电流不等于零，且电流方向是从谐振电路中的电感l1往半桥模块20中上桥开关管q1和下桥开关管q2之间的中点流动。因此当下桥开关管q2关断后，由该电流对半桥模块20的中点充电，由于半桥模块中的开关管都存在寄生电容，如mosfet这个电容被描述为漏极和源极的电容coss，通常为1nf以下，即可根据桥臂电容计算到变压器40对桥臂电容充电，且电压上升到vin为上桥开关管q1实现零电压关断所需的时间，或是固定下桥开关管q2关闭到上桥开关
管q1开通的死区时间td，即可计算出上桥开关管q1实现零电压关断所需的电流，即：在一实施例中，通过以下公式计算所述预设时间：其中，为变压器的一次侧的正向峰值电流值；为变压器的一次侧的负向峰值电流值；为变压器的励磁电感；vout为变换器输出直流电的瞬时电压值；np为变压器的一次侧和二次侧的匝数比值。
57.需要说明的是，在理想情况下，上桥开关管q1和下桥开关管q2是交替导通的，即上桥开关管q1导通的同时，下桥开关管q2立即关断；或者下桥开关管q2导通的同时，上桥开关管q1立即关断。然而，在实际使用中，上桥开关管q1和下桥开关管q2的交替导通之间会存在一个死区时间td，例如：上桥开关管q1的驱动信号的电平被拉低后，在不考虑软开关功能时，还需插入一个死区时间td后，置高下桥开关q1的驱动信号的电平。
58.根据上述预设时间 的计算公式可得到：控制电路控制上桥开关管q1实现零电压关断功能的控制策略：在上桥开关管q1的驱动信号的电平被拉低时，复位下桥开关管q2对应的计时器，该计时器可由一可复位的积分器实现，在具体电路上由一个固定的电流源对电容充电，在数字控制的软件里可由一个固定节拍的计数器来实现。在计时器复位后，其输出值开始增大，电路上表现为输出电压，软件为输出数值。当计数器的输出大于上式所计算得到的时间长度数值时发出高电平复位pwm的sr触发器。
59.在一实施例中，上述控制电路可通过数字电路或者模拟电路实现步骤201至步骤202所示的方法，请参考图10，例如：控制电路包括：第二减法器601、第二乘法器602、除法器603、积分器604和第二比较器605。
60.第二减法器601用于接收负向峰值电流值，第二输入端用于接收变压器40的一次侧的正向峰值电流值ipos_set，第二减法器601将变压器40的一次侧的正向峰值电流值减去负向峰值电流值，得到变压器40的一次侧的正向和负向峰值电流的差值并输出至第二乘法器602。
61.第二乘法器602用于将变压器的励磁电感lm与正向和负向峰值电流的差值相乘，并将相乘的结果输出至除法器603。
62.除法器603用于将第二乘法器 602输出的相乘的结果除以变换器输出直流电的瞬时电压值vout与变压器40的匝数比值np的乘积，得到预设时间，并将预设时间输出至第二比较器605。
63.积分器604用于统计上桥开关管q1的驱动信号为低电平的实际时间，并输出该实际时间至第二比较器605。在实际使用中，需考虑死区时间，因此积分器604的两个输入端分别接收用于对死区时间计时的定时器606的触发信号和上桥开关管q1的驱动信号的下降沿信号q1_off_flag，定时器606在其计时达到死区时间后输出触发信号。
64.第二比较器605用于在实际时间小于等于预设时间时，输出低电平信号至触发器66；在实际时间大于预设时间时，输出高电平信号至触发器66。由于上文对触发器66进行了详细介绍，其为rs触发器，第二比较器605输出高电平信号至rs触发器的s输入端后，rs触发器会进行置位，使得q输出端输出高电平信号，以使控制电路最终输出高电平的上桥开关管q1的驱动信号，以及低电平的下桥开关管q2的驱动信号，以关断下桥开关管q2。
65.需要说明的是，上述控制电路的各个电路模块可以通过现有的能够实现电路功能的不同电路结构进行实现，此处不再一一赘述。
66.如图11所示，在一个正弦周期根据上述方法实时调整下桥开关管q2的开通时间长度，即可保证变压器一次侧的电流在所设定的负向电流峰值点关闭下桥开关管q2，在死区时间td内，该电流会对半桥模块20的中点充电至输入电压vin，因此实现了变换器的上桥开关管q1的零电压开关工作,其中lg_off_timer_set为下桥开关管q2的开通时间设定值，lg_off_timer为下桥开关管q2的开通计时器，通过积分器和比较器的比较动作实现q2的开通时间控制。
67.如图12所示，图12为控制电路结合图7和图9所示控制电路后的总体结构示意图，其运行时序图如图13。
68.此外，在使用dsp或数字dpwm做控制时，可以采用软件直接计算出预设时间的长度，在使用峰值电流检测来刷新pwm周期来实现对系统的控制，如图14所示，其实现方法为：使用dsp的epwm模块作为pwm发生器，系统分别采样输出直流电的瞬时电压值，输出该瞬时电压值，以及采样变压器的一次侧上的电流ics_sen，在软件上用该式，直接计算出下桥开关管q2的关断时间长度，并写入到compa数字比较器，用作下桥开关管q2的导通时间长度控制，当epwm模块的pwm计数器在零点时插入死区时间td后置高q2，当向上计数到compa所写入的值时，拉低q2并插入死区时间td，然后在置高q1。q1置高后控制半桥高端开关导通，电流从电网流入进变压器并且电流随导通时长线性上升，流过采样电阻的电压也会上升，当ics_sen（变压器的一次侧的电流的采样信号）高于控制环路所计算的正弦包络线的设定值ipk_set时，拉低q1，并同时复位该pwm计数器。在dsp内部的epwm模块可通过模拟比较器来比较控制环路计算输出的数字量经dac转换后的电流设定值ipk_set和变压器电流实际采样值ics_sen，当比较器动作时配置为dcaevt1事件，通过该事件来实现拉低q1的输出和重置pwm计数器的目的。pwm计数器将从零点重新开始计数，并插入死区时间td后置高q2。通过上述方法，即可实现q1开关的峰值电流模式控制，也可以确保变压器电流在负向设定值时关闭q2，保证了上桥开关管q1和下桥开关管q2都实现零电压关断工作。
69.如图15所示，图15为本实施例提供的控制方法的仿真效果图，其中，ch1为ac电压（180vac），ch2为ac电流，ch3为变换器隔离输出的电压(a\28v)和负载电流(b\5a)。
70.以上应用了具体个例对本发明进行阐述，只是用于帮助理解本发明，并不用以限制本发明。对于本发明所属技术领域的技术人员，依据本发明的思想，还可以做出若干简单推演、变形或替换。